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Electrónica de Comunicaciones. CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción 2- Osciladores 3- Mezcladores. 4- Lazos enganchados en fase (PLL). 5- Amplificadores de pequeña señal para RF. 6- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos. 7- Amplificadores de potencia para RF.
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Electrónica de Comunicaciones CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción 2- Osciladores 3- Mezcladores. 4- Lazos enganchados en fase (PLL). 5- Amplificadores de pequeña señal para RF. 6- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos. 7- Amplificadores de potencia para RF. 8- Demoduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK). 9- Demoduladores de ángulo (FM, FSK y PM). 10- Moduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK). 11- Moduladores de ángulo (PM, FM, FSK y PSK). 12- Tipos y estructuras de receptores de RF. 13- Tipos y estructuras de transmisores de RF. 14- Transceptores para radiocomunicaciones ATE-UO EC dem FM 00
Amplificador de FI (o de RF) Amplificador de banda base Demodulador Portadora modulada Información (moduladora) 9- Demoduladores de ángulo (FM, FSK y PM) Idea fundamental: Obtener la forma de onda de la moduladora (información) de la portadora modulada en ángulo, normalmente convertida a una frecuencia intermedia. ATE-UO EC dem FM 01
Modulación Moduladora Portadora sin modular Portadora modulada en FM Demodulación Tipos de modulaciones analógicas de ángulo (I) Modulación de frecuencia (FM) ATE-UO EC dem FM 02
Modulación Moduladora Portadora sin modular Portadora modulada en PM Demodulación Tipos de modulaciones analógicas de ángulo (II) Modulación de fase (PM) ATE-UO EC dem FM 03
Moduladora FM PM Modulada FM:vpFM(wmt, wpt) = VP·cos[wpt + Dwp·∫ xm(wmt)·dt] t -¥ Tipos de modulaciones analógicas de ángulo (III) Comparación entre FM y PM Ecuaciones: Moduladora: xm(wmt) Portadora: vp(wpt) = VP·coswpt Modulada PM:vpPM(wmt, wpt) = VP·cos[wpt + Dfp·xm(wmt)] • Si llamamos fp = wp/(2p) y fm max, Dfp max y Dfp max a los máximos valores de fm = wm/(2p), Dfp = Dwp/(2p) y Dfp, respectivamente, se cumple: • DBFM» 2(Dfp max + fm max) • DBPM» 2(Dfp max·fm max + fm max) • FM de banda ancha (radiodifusión):Dfp max = 75 kHz fm max = 15 kHz DB » 180 kHz • FM de banda estrecha (comunicaciones de voz):Dfp max = 5 kHz fm max = 3 kHz DB » 16 kHz ATE-UO EC dem FM 04
v f Portadora modulada vs Moduladora ve Convertidor f/v (derivador) Detector de pico Limitador Tipos de demoduladores de FM • Discriminadores • Detector de cuadratura • Demoduladores con PLLs Esquema general de un discriminadores ATE-UO EC dem FM 05
Con diodos Etapa diferencial 3 etapas con margen dinámico muy pequeño Ejemplos de circuitos limitadores ATE-UO EC dem FM 06
+ R D vs + R - vdFM C’ R’ C ve L ½vs/ve½ 0,5 - Q=5 + 0 1,4·fo 0,6·fo fo fFI Ejemplos de convertidores frecuencia/tensión para discriminadores. Con un circuito resonante vdFM=½ vs1½ • Simple • Poco simétrico • Difícil de ajustar ATE-UO EC dem FM 07
Ejemplos de convertidores frecuencia/tensión para discriminadores. Con dos circuitos resonantes (I) D + + + R + vs1 ½vs1½ C’ R’ C1 ve L1 - - ½vsFM/ve½ vdFM ½vs1/ve½ + - - R’ R C’ ½vs2½ vs2 C2 0 ve R L2 + + - D -½vs2/ve½ fFI vdFM=½vs1½- ½vs2½ • Más simétrico • Muy difícil de ajustar • Salida diferencial ATE-UO EC dem FM 08
D + + R + R’’ vs1 ½vs1½ C’ R’ C1 ve L1 - - - + vdFM + - - R’ R C’ -½vs2½ R’’ vs2 C2 ve R L2 + + D ½ vs1½- ½ vs2½ vdFM= 2 Ejemplos de convertidores frecuencia/tensión para discriminadores. Con dos circuitos resonantes (II) Sin salida diferencial • Más simétrico • Muy difícil de ajustar • Menor ganancia ATE-UO EC dem FM 09
El discriminador de Foster-Seely (I) D + + + + 1:1:1 + C vs vs vs1 + R ½vs1½ C’ R’ ve - - - - vdFM - - - R’ C’ vs2 ½vs2½ Acoplamiento no ideal + + D - Esquema básico Se puede demostrar que: vs/ve = k1/(1 - LeqCeqw2 + jwLeq/Req) Siendo: Leq = Ld2 + Lm·Ld1/(Lm + Ld1) k1 = Lm/(Lm + Ld1) Ceq = 4C, Req = R/4 ATE-UO EC dem FM 10
El discriminador de Foster-Seely (II) D + + + + 1:1:1 + C vs vs1 vs + R ½vs1½ C’ R’ ve - - - - vdFM - - - R’ C’ vs2 ½vs2½ Acoplamiento no ideal + + D - • Como vs/ve = k1/(1 - LeqCeqw2 + jwLeq/Req), si w = wr= 1/(LeqCeq)1/2, entonces vs/ve = k1Req/(jwrLeq), es decir,vsyveestán desfasados 90º • El circuito se diseña para wr = wp(en la prácticawr = wFI) • También se cumple que vdFM=½vs1½- ½vs2½= ½ve + vs½- ½ve - vs½ ATE-UO EC dem FM 11
½vs/ve½ vdFM 0 10,5 10,9 10,7 MHz ve vs1 vs Si w > wr Si w = wr Si w < wr vs2 vs2 -vs ve -vs vs ve vs1 ve vs2 ve -vs ve vs vs1 El discriminador de Foster-Seely (III) Relación muy lineal vdFM/f vdFM=½vs1½- ½vs2½= ½ve + vs½- ½ve - vs½ ½vs1½>½vs2½vdFM > 0 ½vs1½<½vs2½vdFM < 0 ½vs1½=½vs2½vdFM = 0 ATE-UO EC dem FM 12
D + + 1:1:1 C + R vs1 + ½vs1½ C’ R’ + + + + ve - - vs vs vs vs vdFM - - - R’ C’ - - - - ½vs2½ vs2 Acoplamiento no ideal + + D - Cac D + + 1:1:1 R C + vs1 + ½vs1½ R’ C’ ve - - vdFM - - Lch - R’ C’ ½vs2½ vs2 Acoplamiento no ideal + + D - El discriminador de Foster-Seely (IV) Salida diferencial Salida referida a masa ATE-UO EC dem FM 13
Foster-Seely D + + 1:1:1 C + R vs1 + ½vs1½ + + + + C’ R’ ve - vdFM - vs vs vs vs - - - R’ - - - - C’ ½vs2½ vs2 Acoplamiento no ideal + + D - Relación ½ vs1½- ½ vs2½ vdFM= D 2 + 1:1:1 C + R’’ R vs1 + ½vs1½ C’ R’ ve vdFM - - - + - - - R’ C’ -½vs2½ R’’ vs2 Acoplamiento no ideal + + D El discriminador de relación (I) vdFM=½vs1½- ½vs2½ ATE-UO EC dem FM 14
D + 1:1:1 + C + + + R’’ R vs1 + ½vs1½ C’ R’ vs vs ve vdFM - - vs12 - + - - - - - R’ C’ -½vs2½ R’’ vs2 Acoplamiento no ideal - + + D vdFM vs12 Foster 0 Relación 0 10,5 10,9 10,7 MHz 10,5 10,9 10,7 MHz Menor ganancia que en el Foster Vs12 casi costante. Se puede usar para limitar las amplitudes El discriminador de relación (II) ATE-UO EC dem FM 15
D + 1:1:1 C + + + + + R’’ R vs1 + ½vs1½ C’ R’ vs vs vs vs ve vdFM - - C’’ - + - - - - - - - R’ C’ -½vs2½ R’’ vs2 Acoplamiento no ideal + + D D + C + + + R + vs1 ½vs1½ C’ R’ ve - - C’’ vs12 vs12 - - - R’ + C’ + -½vs2½ vs2 vdFM 1:1 ve + + D - - - - 1:1 El discriminador de relación (III) Discriminador de relación con limitador de amplitud ATE-UO EC dem FM 16
El detector de cuadratura (I) Mezclador vf vpFM’ vmez vpFM vpFM= VP·cos[wpt + Dwp·∫ xm(wmt)·dt] t t-tr vmez = VP2·k2·k1·cos[2wpt - wptr + Dwp·∫ xm(wmt)·dt + Dwp·∫ xm(wmt)·dt] + VP2·k2·k1·cos[wptr + Dwp·∫ xm(wmt)·dt] t-tr t -¥ -¥ t vpFM’ = VP·k1·cos[wp(t - tr)+ Dwp·∫ xm(wmt)·dt] -¥ -¥ t-tr t vf = VP2·k2·k1·cos[wptr + Dwp·∫ xm(wmt)·dt] t-tr Retardo tr Principio de funcionamiento (I) Como xm(wmt) no cambia apreciablemente en tr segundos, queda: vf = VP2·k2·k1·cos[wptr + Dwp·tr·xm(wmt)] Y como la red de retardo se calcula para que valga90ºawp, queda: vf = VP2·k2·k1·cos[p/2 + Dwp·tr·xm(wmt)] = -VP2·k2·k1·sen[Dwp·tr·xm(wmt)] ATE-UO EC dem FM 17
El detector de cuadratura (II) vpFM Mezclador vpFM vf vf vmez vpFM’ Limitador tr vs ve vpFM vpFM’ Retardo tr vmez vf Principio de funcionamiento (II) vf = -VP2·k2·k1·sen[Dwp·tr·xm(wmt)] Como se cumple que: wp·tr» p/2,½xm(wmt)½ £ 1 yDwp << 2wp, entonces: Dwp·tr·xm(wmt) = p·xm(wmt)·Dwp/(2wp) << 1, y, por tanto: vf = -VP2·k2·k1·sen[Dwp·tr·xm(wmt)] » -VP2·k2·k1·Dwp·tr·xm(wmt) ¡Ojo! vf depende también de Vp2 Þ Hay que usar limitador ATE-UO EC dem FM 18
vpFM Mezclador Q = 15 vf 10 vmez 0 5 vpFM’ + Cs 10,7 MHz 10,5 10,9 + vdFM R vdFM’ C L - - vf/k2·VP2 Cs=C/20 Retardo tr El detector de cuadratura (III) ¿Cómo se genera el retardo? Calculamos la transferencia de la red: vdFM’/vdFM= LCss2/[1 + Ls/R + L(C + Cs)s2] Efectuamos un análisis senoidal permanente (s = jw). Sólo es válido si wm << wp: vdFM’/vdFM= -LCsw2/[1 - L(C + Cs)w2 + jLw/R.Por tanto: vmez=VP·cos(wt)·2k2·½vdFM’/vdFM½· VP·cos[wt – arg(vdFM’/vdFM)] Þ vf=k2·VP2½vdFM’/vdFM½cos[arg(vdFM’/vdFM)] Se define Q = R/(Lwp) ATE-UO EC dem FM 19
vcontosc V = k(DF) vpFM vosc Entrada vcontosc Salida vdFM Demoduladores de FM con PLLs Principio de funcionamiento Condición de diseño: el PLL debe ser suficientemente rápido para seguir las variaciones de frecuencia Þ frecuencia de corte del PLL >> frecuencia máxima de la moduladora wcorte PLL >> wm max ATE-UO EC dem FM 20
V = k(DF) vDF vpPM vosc Entrada Salida vdPM Demoduladores de PM con PLLs Principio de funcionamiento Condición de diseño: el PLL debe ser suficientemente lento para ser insensible a las variaciones de frecuencia Þ frecuencia de corte del PLL << frecuencia mínima de la moduladora wcorte PLL << wm min ATE-UO EC dem FM 21
Modulación 0 1 0 1 0 0 Moduladora Portadora sin modular Portadora modulada en FSK Demodulación Tipos de modulaciones digitales de ángulo (I) Modulación digital de frecuencia, (Frequency Shift Keying, FSK) ATE-UO EC dem FM 22
Modulación 0 1 0 1 0 0 Moduladora Portadora sin modular Portadora modulada en BPSK Demodulación Tipos de modulaciones digitales de ángulo (II) Modulación binaria digital de fase, (Binary Phase Shift Keying, BPSK) ATE-UO EC dem FM 23
vf1 Detector con dos filtros vf2 vd1 vpFSK + vdFSK - vd2 Demodulación de FSK (I) • Con discriminador (Foster Seely o relación) • Detector con batería de filtros • Con detector no coherente • Con detector coherente ATE-UO EC dem FM 24
vf1 vmez1 vpf1 vpFSK vdFSK + - vpf2 PLL vmez2 vf2 Demodulación de FSK (II) Detector coherente ATE-UO EC dem FM 25
vmez vpBPSK Mezclador vf vmez vs recuperación de la portadora vs vo(wpt) f = 0º 2 x2 PLL Demodulación de BPSK Bucle elevador al cuadrado. El mismo esquema que para demodulación de DSB con recuperación de la portadora ATE-UO EC dem FM 26
Discriminador de relación Detector de envolvente Ejemplo de antiguo esquema de amplificador de FI con demoduladores de AM y FM ATE-UO EC dem FM 27
Limitador Detector de FM de cuadratura Ejemplo de esquema de amplificador de FI y de BF de sonido para TV con CI TDA8190 ATE-UO EC dem FM 28