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  1. Electrónica de Comunicaciones CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción 2- Osciladores 3- Mezcladores. 4- Lazos enganchados en fase (PLL). 5- Amplificadores de pequeña señal para RF. 6- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos. 7- Amplificadores de potencia para RF. 8- Demoduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK). 9- Demoduladores de ángulo (FM, FSK y PM). 10- Moduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK). 11- Moduladores de ángulo (PM, FM, FSK y PSK). 12- Tipos y estructuras de receptores de RF. 13- Tipos y estructuras de transmisores de RF. 14- Transceptores para radiocomunicaciones ATE-UO EC amp señ 00

  2. Zg + Amplificador de señal de RF ZL vg VCC 5- Amplificadores de pequeña señal para RF Idea fundamental: Amplificación selectiva de las señales de RF con buena relación señal/ruido ATE-UO EC amp señ 01

  3. is ie Zg + Zs + Ze ZL vso vg Amplificador de señal de RF Concepto de ganancia de potencia (I) Potencia de entrada:pe = (ie ef)2·Re[Ze] Potencia de salida:ps = (is ef)2·Re[ZL] Ganancia de potencia: Gp = ps/pe Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GP es función de ZL Ojo: No valora la adaptación de impedancias entre generador y amplificador ATE-UO EC amp señ 02

  4. Zg + + ZL Ye + Ys vs iscc vg ve - - Amplificador de señal de RF Concepto de ganancia de potencia (II) Con un modelo de admitancias Potencia de entrada:pe = (ve ef)2·Re[Ye] Potencia de salida:ps = (vs ef)2·Re[YL] Ganancia de potencia: Gp = ps/pe ATE-UO EC amp señ 03

  5. Zg Zg Rg jXg + ZL + jXL vg ig ZL vg RL Concepto de potencia disponible en un generador Es la máxima potencia que puede entregar un generador a una carga Máxima transferencia de potencia (ZL = Zg*): Re[ZL] = Re[Zg]  RL = Rg Im[Ze] = - Im[Zg]  XL = -Xg Pgd = (ig ef)2·RL = (ig ef)2·Rg = (vg ef/2Rg)2·Rg = (vg ef)2/4Rg ATE-UO EC amp señ 04

  6. Zg + Zs + Ze ZL vso vg Amplificador de señal de RF Concepto de ganancia de potencia disponible de un amplificador Potencia disponible entrada:ped = (vg ef)2/4Re[Zg] Potencia disponible de salida:psd = (vso ef)2/4Re[Zs] Ganancia de potencia disponible: Gpd = psd/ped Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GPd es función de Zg Valora la adaptación de impedancias entre generador y amplificador ATE-UO EC amp señ 05

  7. is Zg + Zs + Ze ZL vso vg Amplificador de señal de RF Concepto de ganancia de potencia de transducción de un amplificador Potencia disponible entrada:ped = (vg ef)2/4Re[Zg] Potencia de salida:ps = (is ef)2·Re[ZL] Ganancia de potencia de tranducción: Gpt = ps/ped Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GPt es función de Zg y ZL Valora la adaptación de impedancias entre generador y amplificador y entre amplificador y carga ATE-UO EC amp señ 06

  8. + + ve - - 75 W 300 W + + vs 75 W 50 W 20·ve vg Ejemplo de cálculo de ganancias (I) AV = vs/ve = 20·75/(300+75) = 4 = 20·log(4) [dB] = 12,04 dB pe = (ve ef)2/50 ps = 75·[20·ve ef/(300+75)]2 ped = (vg ef)2/(4·75) psd = (20·ve ef)2/(4·300) ve = vg·50/(50+75) Gp = ps/pe = 10,67 = 10·log(10,67) [dB] = 10,28 dB Gpd = psd/ped = 16 = 10·log(16) [dB] = 12,04 dB Gpt = ps/ped = 10,24 = 10·log(10,24) [dB] = 10,10 dB ATE-UO EC amp señ 07

  9. Zg + Zs + Ze ZL vso vg Amplificador de señal de RF Condiciones para la máxima transferencia de potencia entre el generador de señal y el amplificador y entre el amplificador y la carga Re[Ze] = Re[Zg] Im[Ze] = - Im[Zg] Ze= Zg* Re[ZL] = Re[Zs] Im[ZL] = -Im[Zs] ZL = Zs* ATE-UO EC amp señ 08

  10. Red adaptación de entrada (no disip.) Red adaptación de entrada (no disip.) Zg + + Zs ZL Amplificador de señal de RF vso vg Ze Ze ZL Red adapt. de entrada Red adapt. de salida ZeRed ent = Zg* ZeRed sal = Zs* Modo de conseguir la máxima transferencia de potencia ATE-UO EC amp señ 09

  11. 75 W 300 W + + + + + vs vs’ ve’ 50 W 75 W - - vg 20·ve’ - (300/75)1/2:1 (75/50)1/2:1 + ve - Ejemplo de cálculo de ganancias con redes de adaptación de impedancias ve = 0,5·vg ve’ = (50/75)1/2·ve vs’ = 0,5·20·ve’ vs = (75/300)1/2·vs’ AV = vs/ve = 10·(75/300)1/2·(50/75)1/2 = 4,08 = 20·log(4,08) [dB] = 12,21 dB pe = ped = (vg ef)2/(4·75) ps = psd = (20·ve’ ef)2/(4·300) ve’ = (50/75)1/2·0,5·vg Gp = Gpd = Gpt = ps/pe = 16,67 = 10·log(16,67) [dB] = 12,21 dB (coincide en este caso particular con AV, pero es sólo por ser Rg = RL) ATE-UO EC amp señ 10

  12. 200 W 200 W + + + + 2:1 2:1 + + + ve vs vs’ ve’ 50 W 50 W - - - - vg 50·ve’ - + 200 W 200 W ve + + - 50 W vs 50 W vg 50·ve Ejemplo de la importancia de la adaptación de impedancias Sin adaptación: Gpt = 64 = 18,06 dB Con adaptación: Gpt = 156,25 = 21,93 dB ATE-UO EC amp señ 11

  13. Modos de medir le grado de adaptación de impedancias Coeficientes de reflexión: En la entrada: Ge = (Ze – Zo)/(Ze + Zo) (Zo = impedancia de referencia) En la salida: Gs = (Zs – Zo)/(Zs + Zo) (Zo = impedancia de referencia) Relación de Ondas Estacionarias (ROE, SWR): En la entrada:ROEe = (1 + ½Ge½)/(1 - ½Ge½) En la salida:ROEs = (1 + ½Gs½)/(1 - ½Gs½) Pérdidas de potencia por desadaptación PL: En la entrada:PLe = -10·log[1 - ½(Ze – Zg*)/(Ze + Zg)½2] En la salida:PLs = -10·log[1 - ½(Zs – ZL*)/(Zs + ZL)½2] ATE-UO EC amp señ 12

  14. + + ve - - 200 W 50 W + + 50 W vs vg 50·ve 100 W Modos de medir le grado de adaptación de impedancias en el ejemplo anterior Zo = Ro = 50 W Rg = RL = 50 W Ge = (Ze – Zo)/(Ze + Zo) = 50/150 = 0,33 Gs = (Zs – Zo)/(Zs + Zo) = 150/250 = 0,6 ROEe = (1 + ½Ge½)/(1 - ½Ge½) = 2 ROEs = (1 + ½Gs½)/(1 - ½Gs½) = 4 PLe = -10·log[1 - ½(Ze – Zg*)/(Ze + Zg)½2] = 0,51 dB PLs = -10·log[1 - ½(Zs – ZL*)/(Zs + ZL)½2] = 1,94 dB ATE-UO EC amp señ 13

  15. i1 i2 n·i2 + + + + + v2 v2 v1 v1 • Con transformador • Sin transformador - - n·v1 - - i1 Redes no disipativas de adaptación i2 1:n Tipos de redes no disipativas de adaptación de impedancias • De banda ancha con transformador • De banda estrecha Teoría del transformador ideal (I) v2 = v1·ni2 = i1/n p1 = v1·i1 = v2·i2 = p2 ATE-UO EC amp señ 14

  16. i1 i2 + + 1:n + + + v2 v2 v1 v1 R2 - - - - v1 R2 R1 i1 n·i2 i2 1:n im Lm Teoría del transformador ideal (II) v2 = v1·ni2 = i1/n v2 = R2·i2 Calculamos R1 = v1/i1: R1 = v2/(i2·n2) = R2/n2 R1 = R2/n2 Primera aproximación al comportamiento real: inductancia y corriente magnetizante (I) Modelo que tiene en cuenta que la transferencia de energía se realiza por un campo mágnético i1 = i2·n + im Calculamos i1/v1 =Y1: Y1(s) = n2/R2 + 1/(Lm·s) Z1(s) = v1/i1 = 1/Y1(s) ATE-UO EC amp señ 15

  17. + + v2 v1 - - R2 ½Z1(jw)½ [W] 0,7R2’ Z1(s), Y1(s) fC R2’ i1 n·i2 i2 1:n im R2’/10 Lm R2’/100 0,1fC fC 10fC Primera aproximación al comportamiento real: inductancia y corriente magnetizante (II) Por tanto: Z1(s) = 1/[n2/R2 + 1/(Lm·s)] Si llamamos R2’ = R2/n2, obtenemos: Z1(s) = R2’·Lm·s/(R2’ + Lm·s) Z1(jw) = jw·R2’·Lm·/(R2’ + jw·Lm) Hay un cero en cero y un polo en fC = R2 ’/(2pLm) ATE-UO EC amp señ 16

  18. n·i2 i2 i1 1:n + + im Ld2 Ld1 n·i2 i2 i1 + + v2 v2 v1 v1 Lm 1:n im2 - - im1 Ld - - Lm2 Lm1 Modelo en “T” Modelo en “p” Segunda aproximación al comportamiento real: inductancias magnetizante y de dispersión (I) Modelos que tienen en cuenta que el acoplamiento entre devanados no es perfecto ATE-UO EC amp señ 17

  19. + v2 i1 i2 n·i2 1:n - ½Z1(jw)½ [W] + im Ld 10·R2’ v1 Lm Modelo aproximado muy usado R2 - 1,4R2’ Z1(s), Y1(s) R2’ 0,7R2’ fCs fCi R2’/10 0,1fC fC 10fC Segunda aproximación al comportamiento real: inductancias magnetizante y de dispersión (II) Z1(s) = Ld·s + R2’·Lm·s/(R2’ + Lm·s) Z1(jw) = jw·Ld + jw·R2’·Lm/(R2’ + jw·Lm) Hay un cero en cero, un cero en fCs = R2 ’/(2pLd) y un polo en fCi = R2 ’/(2pLm) ATE-UO EC amp señ 18

  20. + 1:n + v2 Ld v1 - Lm ½Z1(jw)½ [W] Cp1 - 10·R2’ R2 R2’ Z1(s), Y1(s) R2’/10 Cp3 Cp2 R2’/100 1000f1 f1 10f1 100f1 Tercera aproximación al comportamiento real: inductancias y capacidades parásitas (I) Modelos que tienen en cuenta acoplamientos capacitivos de los devanados entre sí y con el núcleo ATE-UO EC amp señ 19

  21. Rg 1:n + R2 Lm vg Margen de uso ½Z1(jw)½ [W] R2’ = R2/n2 Z1(jw) R2’ R2’ /10 0,1fC fC 10fC Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda ancha (I) Solamente válido en el caso de impedancias resistivas Por diseño: Rg = R2’ ATE-UO EC amp señ 20

  22. Rg 1:n + Ld Cp1 ½Z1(jw)½ [W] Lm 10·R2’ vg Z1(jw) R2’ = R2/n2 R2 R2’ Domina Ld R2’/10 Margen de uso (domina R2’) R2’/100 1000f1 f1 10f1 100f1 Domina Lm Domina Cp1 Resonancia Cp1 Ld Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda ancha (II) Modelo más elaborado Por diseño: Rg = R2’ ATE-UO EC amp señ 21

  23. Rg Cr 1:n Lm + R2 vg R2’ = R2/n2 Z1(jw) 10·R2’ ½Z1(jw)½ [W] Sin Cr R2’ Con Cr R2’/10 R2’/100 1000f1 f1 10f1 100f1 Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda estrecha (I) Se añade un condensador para cancelar la reactancia inductiva de la inductancia magnetizante Con Cr conseguimos: • Comportamiento selectivo. • Comportamiento real a menor frecuencia para la misma Lm(menor Lm si quisiéramos comportamiento real a la misma frecuencia). ATE-UO EC amp señ 22

  24. Rg 1:n Lm + Cr’ C2 R2 vg Y1(jw) =1/R2 + jw·C2 1 fr = 2p Lm·Cr Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda estrecha (II) Si la admitancia de entrada es parcialmente capacitiva, su efecto se añade al del condensador resonante Cr = Cr’ + C2·n2 ATE-UO EC amp señ 23

  25. Rg 1:n + Ld Cp1 10·R2’ ½Z1(jw)½ [W] Lm Cr Sin Cr vg R2 1000f1 f1 10f1 100f1 Con Cr R2’ Z1(jw) R2’/10 R2’/100 Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda estrecha (III) Con un modelo más exacto del transformador Comportamiento bastante independiente de los “parásitos” del transformador ATE-UO EC amp señ 24

  26. Rg RL + jXs jXp Ze vg Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (I) Supongamos inicialmente impedancias resistivas en el generador y la carga Calculamos Ze: Ze = jXs + jXp·RL/(jXp + RL) = jXs + jXp·RL·(RL - jXp)/(RL2 + Xp2) = [j(RL2·Xs + Xp2·Xs + RL2·Xp) + Xp2·RL]/(RL2 + Xp2) Condición de Im[Ze] = 0 y Re[Ze] = Reawo: 0 = RL2·Xs(wo) + Xp2(wo)·Xs(wo) + RL2·Xp (wo)(1) Re = Xp2(wo)·RL/[RL2 + Xp2(wo)] (2) De (2) se obtiene: Xp(wo) = ±RL·[Re/(RL-Re)]1/2(3) Y de (1) y (3) se obtiene: -Xs(wo) = ± [Re·(RL-Re)]1/2(4) ATE-UO EC amp señ 25

  27. Rg RL + jXs jXp vg Ze = Re Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (II) Partimos de que para que Re[Ze] = Rey Im[Ze] = 0: Xp(wo) = ±RL·[Re/(RL-Re)]1/2(3) -Xs(wo) = ± [Re·(RL-Re)]1/2(4) También: -Xs(wo) = ± [Re·(RL-Re)]1/2(4) Xp(wo) = -RL·Re/Xs(wo) (5) • Conclusiones: • De (1)0 = RL2·Xs(wo) + Xp2(wo)·Xs(wo) + RL2·Xp(wo)se deduce que Xs y Xp deben ser de distinto tipo (un condensador y una bobina) • De (3) y (4) se deduce que en esta topología tiene que ser Re < RL Posible realizaciones físicas: Pasa bajos: Xs una bobina y Xp un condensador Pasa altos: Xs un condensador y Xp una bobina ATE-UO EC amp señ 26

  28. L RL RL jXs Ze = Re Ze = Re C jXp Pasa bajos Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (III) -Xs(wo) = ± [Re·(RL-Re)]1/2(4) Xp(wo) = -RL·Re/Xs(wo) (5) Re < RL Opción “pasa bajos” Particularizamos: Xs(wo) = Lwoy Xp(wo) = -1/(Cwo) Sustituimos en (4) (con “signo -”) y en (5): Lwo = [Re·(RL-Re)]1/2 1/(Cwo) = RL·Re/(Lwo)  L/C = RL·Re Lwo = [Re·(RL-Re)]1/2 L/C = RL·Re Re < RL ATE-UO EC amp señ 27

  29. RL jXs Ze = Re jXp Pasa altos C RL Ze = Re L Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (IV) -Xs(wo) = ± [Re·(RL-Re)]1/2(4) Xp(wo) = -RL·Re/Xs(wo) (5) Re < RL Opción “pasa altos” Particularizamos: Xs(wo) = -1/(Cwo) y Xp(wo) = Lwo Sustituimos en (4) (con “signo +”) y en (5): 1/(Cwo) = [Re·(RL-Re)]1/2 Lwo = RL·Re·Cwo L/C = RL·Re Cwo = [Re·(RL-Re)]-1/2 L/C = RL·Re Re < RL ATE-UO EC amp señ 28

  30. + i2 c c a a v1 + Red pasiva Red pasiva i2 v1 d d b b Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (V) ¿Se puede conseguir que se adapten impedancias conRe > RL? Para explicarlo, un poco de “Teoría de Circuitos” 1º Teorema de Reciprocidad Si excitamos en tensión entre “a-b” y medimos la corriente de corto entre “c-d”, el resultado es mismo que si excitamos en tensión entre “c-d” y medimos la corriente de corto entre “a-b” ATE-UO EC amp señ 29

  31. Rg c c a a + RL Red pasiva no disipativa Red pasiva no disipativa iL vg d d b b Rg Rg RL + iL vg Zcd 2º Teorema de Reciprocidad para cuadripolos no disipativos, cargados con una resistencia y con impedancia de entrada resistiva igual a la del generador Balance de potencias: pab = (vg ef)2/(4Rg) = (iL ef)2·RL Por tanto: (iL ef)2 = (vg ef)2/(4Rg·RL) pab Balance de potencias: pcd = (iL ef)2·Rg Sustituyendo el valor de iL ef: pcd = (vg ef)2/(4RL) Para que esto ocurra: Zcd = RL pcd ATE-UO EC amp señ 30

  32. c c a a Red pasiva no disipativa Red pasiva no disipativa R2 d d b b Zab = R1 R1 Zcd = R2 Conclusión Para cuadripolos no disipativos, cargados con una resistencia y con impedancia de entrada resistiva • Si se cumple: • Entonces: ATE-UO EC amp señ 31

  33. c a R2 jXs Zab = R1 jXp c a d b R1 jXs Rg Zcd = R2 + RL jXp jXs d b jXp vg Ze = Re Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (VI) -Xs(wo) = ± [R1·(R2-R1)]1/2 Xp(wo) = -R2·R1/Xs(wo) R1 < R2 R1 = Re R2 = RL R1 = RL R2 = Re Dibujando de nuevo: -Xs(wo) = ± [RL·(Re-RL)]1/2 Xp(wo) = -Re·RL/Xs(wo) RL < Re ATE-UO EC amp señ 32

  34. -Xs(wo) = ± [RL·(Re-RL)]1/2(4’) Xp(wo) = -Re·RL/Xs(wo) (5’) RL < Re jXs RL jXp Ze = Re Pasa bajos L Ze = Re RL C Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (VII) Opción “pasa bajos” Particularizamos: Xs(wo) = Lwoy Xp(wo) = -1/(Cwo) Sustituimos en (4’) (con “signo -”) y en (5’): Lwo = [RL·(Re-RL)]1/2 1/(Cwo) = Re·RL/(Lwo)  L/C = Re·RL Lwo = [RL·(Re-RL)]1/2 L/C = Re·RL RL < Re ATE-UO EC amp señ 33

  35. -Xs(wo) = ± [RL·(Re-RL)]1/2(4’) Xp(wo) = -Re·RL/Xs(wo) (5’) RL < Re jXs RL jXp Ze = Re Pasa altos C Ze = Re RL L Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (VIII) Opción “pasa altos” Particularizamos: Xs(wo) = -1/(Cwo) y Xp(wo) = Lwo Sustituimos en (4’) (con “signo +”) y en (5’): 1/(Cwo) = [RL·(Re-RL)]1/2 Lwo = Re·RL·Cwo L/C = Re·RL Cwo = [RL·(Re-RL)]-1/2 L/C = Re·RL RL < Re ATE-UO EC amp señ 34

  36. RL L Ze = Re C L Lwo = [Re·(RL-Re)]1/2 L/C = RL·Re Re < RL Cwo = [Re·(RL-Re)]-1/2 L/C = RL·Re Re < RL RL C Ze = Re C C RL Ze = Re RL L Ze = Re L Cwo = [RL·(Re-RL)]-1/2 L/C = Re·RL RL < Re Lwo = [RL·(Re-RL)]1/2 L/C = Re·RL RL < Re Resumen ATE-UO EC amp señ 35

  37. jXs c a R1 jXp R2 d b Circuito simbólico que sintetiza los cuatro casos -Xs(wo) = ± [R1·(R2-R1)]1/2 Xp(wo) = -R2·R1/Xs(wo) R1 < R2 ATE-UO EC amp señ 36

  38. L c a Lwo = [R1·(R2-R1)]1/2 L/C = R1·R2 R1 < R2 R1 R2 C d b C c a Cwo = [R1·(R2-R1)]-1/2 L/C = R1·R2 R1 < R2 R1 R2 L d b Dos circuitos simbólicos para sintetizar los cuatro casos ATE-UO EC amp señ 37

  39. L = 1,38mH L = 1,38mH 200 W 200 W + + + + vs 50 W vs’ ve’ - C = 138pF C = 138pF 50 W vg 50·ve’ - Ze Ze’ = Ze 200 W 200 W Ze[W] 300 Re[Ze] Cambio de Ze con la frecuencia de operación 0 Im[Ze] -200 10 14 6 f[MHz] Ejemplo de adaptación de impedancias en un amplificador Frecuencia de operación: 10 MHz ATE-UO EC amp señ 38

  40. Ze[W] 300 Re[Ze], RL= 100W 200 L Re[Ze], RL= 20W RL C Ze = Re 0 Im[Ze], RL= 100W Im[Ze], RL= 20W -200 10 14 6 f[MHz] Comportamiento de la adaptación de impedancias con el cambio de frecuencia Frecuencia de diseño: 10 MHz Caso A: Re = 200 W RL = 100 W L = 1,6 mH C = 80 pF Caso B: Re = 200 W RL = 20 W L = 0,95 mH C = 239 pF Conclusión: cuanto mayor es la diferencia de impedancias, más crítico es el margen de frecuencia de adaptación. Lo mismo ocurre en las otras redes ATE-UO EC amp señ 39

  41. jXs jXp jXg Rg Zg ZL jXp’ jXL + jXs’ RL vg Comportamiento con generadores y cargas con impedancia no resistivas Se pueden usar estas redes si las componentes reactivas de las impedancias se pueden “integrar” en la red de adaptación de impedancias • Xs y Xp son los valores calculados por las fórmulas anteriores • Xs’ y Xp’ son los valores a colocar • Xs = Xs’ + XgXp= Xp’·XL/(Xp’ + XL) Xp’ = Xp·XL/(XL - Xp) • No siempre es posible hacer esto ATE-UO EC amp señ 40

  42. L = 0,32 mH Re = 20 W RL = 40 W fo = 10 MHz C = 398 pF Re = 20 W RL = 40 W fo = 10 MHz CL = 100 pF Ejemplo de uso con impedancias no resistivas L = 0,32 mH C = 298 pF ATE-UO EC amp señ 41

  43. L = 0,32 mH Re = 20 W RL = 40 W fo = 10 MHz C = 398 pF Re = 20 W RL = 40 W fo = 10 MHz CL = 500 pF Ejemplo de uso imposible con la red propuesta L = 0,32 mH C = - 102 pF No es posible con esta red ATE-UO EC amp señ 42

  44. L = 0,32 mH Re = 20 W RL = 40 W fo = 10 MHz C = 398 pF L = 0,32 mH  jXs = j20 W Re = 20 W RL = 40 W fo = 10 MHz CL = 500 pF Red alternativa a usar en este caso (I)  jXs = j20 W  jXp = -j40 W j155,9 W jXL = -j31,8 W Xp’ = Xp·XL/(XL - Xp) = 155,9 W ATE-UO EC amp señ 43

  45. 0,32 mH Re = 20 W RL = 40 W CL = 500 pF fo = 10 MHz j155,9 W LP = 0,64 mH CP = 295,8 pF LP = 1,27 mH CP = 96,8 pF LP = 2,12 mH CP = 17,3 pF LP CP 2,48 mH Red alternativa a usar en este caso (II) • Maneras de conseguir la reactancia inductiva necesaria a 10 MHz: • Una bobina • Un circuito LC paralelo (infinitos casos posibles) • Un circuito LC serie (infinitos casos posibles) En los tres casos se consigue adaptación, pero su respuesta en frecuencia será distinta ATE-UO EC amp señ 44

  46. Ze[W] L = 0,32 mH  jXs = j20 W 40 Re[Ze], Q=1 Re[Ze], Q=0,1 Re = 20 W Im[Ze], Q=1 LP RL = 40 W fo = 10 MHz CP 0 Im[Ze], Q=0,1 -20 14 6 10 f[MHz] jXp = -j40 W Una nueva red de adaptación de impedancias Definimos el Q del circuito: Q =RL/(wo·Lp) Q = 1 LP = 0,64 mH CP = 795,8 pF Q = 0,5LP = 1,27 mH CP = 596,8 pF Q = 0,1LP = 6,37 mH CP = 437,7 pF Q = 0,01LP = 63,7 mH CP = 401,9 pF Hay adaptación, pero su respuesta en frecuencia es distinta ATE-UO EC amp señ 45

  47. Red básica L C c a c a R1 R1 L R2 R2 C d b d b Lwo = [R1·(R2-R1)]1/2 L/C = R1·R2 R1 < R2 Cwo = [R1·(R2-R1)]-1/2 L/C = R1·R2 R1 < R2 Ejemplos de otras redes de adaptación de impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (I) ATE-UO EC amp señ 46

  48. Ejemplos de otras redes de adaptación de impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (II) Otras redes (I) ATE-UO EC amp señ 47

  49. Ejemplos de otras redes de adaptación de impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (III) Otras redes (II) ATE-UO EC amp señ 48

  50. + + Vcc ve2 - 1:n C Re2 real C1 D G + S CS ve1 RS - Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (I) ATE-UO EC amp señ 49