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クロスカップルキャパシタを用いた 60GHz CMOS 差動電力増幅回路の研究

クロスカップルキャパシタを用いた 60GHz CMOS 差動電力増幅回路の研究. ○ 浅田 大樹* ， 松下 幸太** ，岡田 健一 ** ，松澤 昭 **. * 東京工業大学工学部電気電子工学科 **東京工業大学大学院理工学研究科. 発表内容. 研究背景と課題 クロスカップルキャパシタ PA の設計手法 測定結果. 研究背景. ミリ波帯の中でも特に 60GHz 帯は低電力ならば世界的に無免許で使用することが可能. 5um. 　酸素と共振. [1] 総務省　電波利用 HP http://www.tele.soumu.go.jp/index.htm.

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クロスカップルキャパシタを用いた 60GHz CMOS 差動電力増幅回路の研究

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  1. クロスカップルキャパシタを用いた60GHz CMOS差動電力増幅回路の研究 ○浅田大樹* ，松下 幸太** ，岡田 健一** ，松澤 昭** *東京工業大学工学部電気電子工学科 **東京工業大学大学院理工学研究科 H. Asada, Tokyo Tech

  2. 発表内容 • 研究背景と課題 • クロスカップルキャパシタ • PAの設計手法 • 測定結果 H. Asada, Tokyo Tech

  3. 研究背景 ミリ波帯の中でも特に60GHz帯は低電力ならば世界的に無免許で使用することが可能 5um 　酸素と共振 [1] 総務省　電波利用HP http://www.tele.soumu.go.jp/index.htm [2] Rec. ITU-R P.676-2, Feb. 1997 電力増幅回路 RF Front-end 送信信号を増幅 目標出力：Pout@1dB=13[dBm] H. Asada, Tokyo Tech

  4. CMOSの特徴 長所 ・ディジタル回路と同じチップに混載できること 　　⇒コスト面での優位(最大の利点) 　　⇒ディジタルアシステッド技術の利用 ・性能面の優位は、fT, fmaxが高いことだけ 短所 ・耐圧が低い (微細化について低下) ・Passive素子のロスが大きい (微細化するとより悪化) ・ノイズが大きい ・微細化につれて製造コストが増加 ・ゲインが低い(微細化するとより下がる) H. Asada, Tokyo Tech

  5. CMOSの課題 寄生容量 最大利得の劣化 W=40um 60GHz帯では寄生容量の影響が大きくなり最大有能電力利得が低下する。 H. Asada, Tokyo Tech

  6. 改善策 • カスコード • ミラー効果を抑えることが可能 • 取れる電圧振幅が狭い • クロスカップルキャパシタ[2] • CGDを小さく見せることが可能 • 線形性が劣化する • 極めて小さい容量のキャパシタが必要 本研究ではクロスカップルキャパシタの 詳細な考察・検討について報告する。 [2] Wei L. Chan, et al., ISSCC 2009 H. Asada, Tokyo Tech

  7. 発表内容 • 研究背景 • クロスカップルキャパシタ • PAの設計手法 • 測定結果 H. Asada, Tokyo Tech

  8. ただし クロスカップルキャパシタ クロスカップルキャパシタ 小信号等価回路(片側) クロスカップルキャパシタによって寄生容量を打ち消しあい、利得を大きく出来る。 H. Asada, Tokyo Tech

  9. シミュレーション方法 [3]市川古都美, 市川裕一, “高周波回路設計のためのS パラメータ詳解,” CQ 出版, 2007 • 差動回路のSパラメータを4portで求めMixed Mode変換[3]することで差動成分と同相成分に対する評価を別々に行うことが出来る。 • 回路素子はモデリングしたものを用いる。 H. Asada, Tokyo Tech

  10. 最大有能電力利得の改善 Max Gain(Sdd) クロスカップルキャパシタによって最大有能電力利得が増加することを確認した。 H. Asada, Tokyo Tech

  11. 安定性の改善 Stability Factor Sdd(1,2) フィードバックが大きく低減されるため安定係数を改善することが出来る。 H. Asada, Tokyo Tech

  12. 同相成分への影響 • 同相成分からは寄生容量が増えて見えるため最大利得は下がる。 • 安定係数はあまり変化しない。 Max Gain(Scc) StabFact.(Scc) 差動成分に対する性能だけを高めることが出来る。 H. Asada, Tokyo Tech

  13. 伝送線路の影響 伝送線路のインダクタンス成分により 最大値を得るキャパシタンスが小さくなる。 Max Gain(Sdd) Tr. Cap. 実際のレイアウトではゲートとドレインを繋ぐために伝送線路が必要になる。 TL StabFact. (Sdd) Tr. H. Asada, Tokyo Tech

  14. 発表内容 • 研究背景 • クロスカップルキャパシタ • PAの設計手法 • 測定結果 H. Asada, Tokyo Tech

  15. トランジスタのサイズ決定 • W=120um、160umのトランジスタは除外。 • 最大利得が低く消費電力が大きいため。 • 増幅器を3段構成とし、1段目と2段目には利得の高いW=40umと60umを用い、3段目は大きな出力電力を得るためにW=80umを用いた。 Max Gain モデル回路 トランジスタのサイズによって最大利得は変化する。 シミュレーションと実測の結果を合わせるために回路素子のモデリングが必要。 H. Asada, Tokyo Tech

  16. トランジスタのゲートバイアス決定 • トランジスタのサイズによらずゲートバイアス0.8Vでgmは最大値を取る。 gm VDD=1.2V H. Asada, Tokyo Tech

  17. デカップリングキャパシタの構造 • 低周波でのモデル • 平面構造 • 集中定数として使用 ⇒　60GHz手前で自己共振 • ミリ波帯でのモデル • インターディジタル型[4,5] • L、Cを分散させ、共振周波数を高める • 伝送線路としてモデリング 高周波モデル 低周波モデル [4] T. Suzuki, et al., ISSCC 2008. [5] Y. Natsukari, et al., VLSI Circuits 2009. H. Asada, Tokyo Tech

  18. 差動電力増幅回路 • 65nm CMOSプロセス • 3段の差動増幅回路 • 1段目と2段目にクロスカップルキャパシタを使用 • 容量値は少し小さく設計した • 出力電力の線形性が悪くなるため3段目には用いない H. Asada, Tokyo Tech

  19. 発表内容 • 研究背景 • クロスカップルキャパシタ • PAの設計手法 • 測定結果 H. Asada, Tokyo Tech

  20. チップ写真 DC supply 2nd stage 600um output input 1st stage 3rd stage 1010um H. Asada, Tokyo Tech

  21. 電力利得の測定結果 • 60GHzにおいて差動利得22.1dBを得た。 • 同相利得は11.2dBであった。 • 同相成分に対する整合が取れてしまったため同相利得を小さく抑えることが出来なかった。 Power Gain H. Asada, Tokyo Tech

  22. 反射特性の測定結果 • 入力側でシミュレーションと実測の結果が大きくずれてしまった。 • トランジスタや伝送線路のモデルに原因？ H. Asada, Tokyo Tech

  23. 出力電力特性のSim.結果 1dB利得圧縮点における出力電力P1dBは10.3dB、 電力付加効率PAEは5.56%をシミュレーションで確認した。 P1dB PAE@P1dB H. Asada, Tokyo Tech

  24. 安定係数の測定結果 • 実測では安定係数が下がり、条件安定になる周波数が確認された。 • キャパシタのばらつきによる変動が大きい。 StabFact.(Sdd) H. Asada, Tokyo Tech

  25. 結果比較 [6] Wei L. Chan, et al., ISSCC 2009 [7] Jie-Wei Lai, et al., ISSCC 2010 H. Asada, Tokyo Tech

  26. 結論 • クロスカップルキャパシタを用いることで最大有能電力利得と安定係数が改善されることを示した。 • 60GHz電力増幅回路を試作、測定し、電力利得22.1dBを達成した。また1dB利得圧縮点出力電力10.3dBm、電力付加効率5.56%をシミュレーションで確認した。 • 今後の課題 • 線形性の改善 • 出力電力の合成 H. Asada, Tokyo Tech

  27. H. Asada, Tokyo Tech

  28. ゲート-ドレイン間容量 • トランジスタのサイズに比例してCGDは増加する。 H. Asada, Tokyo Tech

  29. 回路図 H. Asada, Tokyo Tech

  30. シミュレーションとの比較 H. Asada, Tokyo Tech

  31. 整合回路 120um トランジスタの出力電力を最大にするような出力側インピーダンス　　　　　　 　　　を決定 トランジスタの出力側インピーダンスが50Ωから　　 になるよう伝送線路の幅と長さを調整して最適な整合回路を挿入する。 アンテナ 整合回路 ロードプル解析を行って最適な負荷を求め、 その負荷に合うように整合回路を決定する。 H. Asada, Tokyo Tech

  32. モデリングの必要性 L,Cを用いてマッチングをとる 寄生成分 寄生成分のLとCはとても小さいが、ミリ波帯では周波数が非常に高いため、wLと wCの影響が無視できなくなってしまう。 理想的な線路でなく、伝送線路としてモデリングする必要がある。 H. Asada, Tokyo Tech

  33. デカップリングキャパシタのモデリング • MIM-TL、TL、パッドから成るTEGを試作 • 測定データよりPADの成分を引く • TLのモデルより伝送線路部分を引く • そのデータと合うようにMIM-TLのモデルを作製 • 特性インピーダンス： 1W程度 MIM-TLのTEG MIM-TLの 特性インピーダンス H. Asada, Tokyo Tech

  34. Distributed modeling of MIM cap. Modeled as a transmission line reflection 1-67GHz H. Asada, Tokyo Tech

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