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第七章 中频信号与伴音信号处理电路 PowerPoint Presentation
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第七章 中频信号与伴音信号处理电路

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第七章 中频信号与伴音信号处理电路 - PowerPoint PPT Presentation


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第七章 中频信号与伴音信号处理电路. 7.1 中频信号处理电路 7.2 伴音信号处理电路 复习思考题. 7.1 中频信号处理电路. 7.1.1 中频信号处理电路的主要性能要求 中频信号处理电路主要作用是对中频信号进行放大 , 获得足够的增益 , 吸收邻近的特殊干扰 , 分离伴音信号和图像信号 , 提供自动增益控制信号等。 主要性能要求如下。. 1. 具有足够大增益

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第七章 中频信号与伴音信号处理电路

7.1 中频信号处理电路

7.2 伴音信号处理电路

复习思考题

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7.1 中频信号处理电路
  • 7.1.1 中频信号处理电路的主要性能要求
  • 中频信号处理电路主要作用是对中频信号进行放大, 获得足够的增益, 吸收邻近的特殊干扰, 分离伴音信号和图像信号, 提供自动增益控制信号等。 主要性能要求如下。
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1. 具有足够大增益
  • 电视机整机总增益主要由中频放大器提供, 并根据电视机整机灵敏度和显像管对调制电压的要求来确定各部分的增益。一般显像管要求视频调制信号峰峰值30~80V, 其值与屏幕大小、偏转角度有关, 彩色显像管比黑白显像管所需调制信号要大些。如果视放级供给36dB增益, 那么要求检波器输出的视频信号峰峰值应大于1V, 即USP≥1V。假设图像信号调幅波调幅度m=0.8~1, 检波器传输系数为Kd时, 则检波器输入的图像中频调幅信号峰峰值VIP与检波器输出的视频信号峰峰值USP可近似表示为
  •  UIP≥ (7-1)

(2~2.5)

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14 138~17 673

  • 如果用峰值包络检波时, Kd≈0.5, 则UIP≈(4~5)USP≥(4~5) V。根据国标规定, 乙级机灵敏度EA应小于100μV (有效值), 则自接收机输入端至检波器输入端的增益为

则A(dB) =20lgA=83~85dB通常调谐器增益为20dB, 那么中频放大器增益应为65 dB。

如果采用集成电路同步检波器, 检波器增益大于20 dB, 根据(7-1)式则可以计算出中频放大器总增益只需37~39dB即可。

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2. 中频通道频率特性要求
  • 中频通道应具有图7-2所示频率特性。图(a)为宽带型、 (b)为窄带型,分立元件电路两者均用, 采用声表面波滤波器的集成电路一般多用窄带型。

图 7-2 中频通道幅频特性

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图中38MHz为图像中频, 根据2.4节可知, 为了保留残留边带信号解调不失真, 必需要求38MHz对准特性斜边中点相对幅度50%处, 即幅度衰减为6dB处。伴音中频为31.5MHz, 处在相对幅度5%处, 比图像中频幅度低20倍, 即衰减为26dB, 以防止伴音信号过强会干扰图像。 特别在彩色机中, 由于副载波中频(33.57 MHz)与伴音中频 (31.5 MHz) 相差2.07MHz, 正好落在视频通带内, 所以更要求对伴音中频进行抑制。为了避免伴音信号失真, 使调频的两个边带都有均匀的放大量, 在31.5 MHz处有±100 kHz宽的平坦响应特性。
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频率特性在30 MHz和39.5MHz处各有一吸收点, 其相对幅度小于1%, 即衰减大于40 dB。以抑制邻近高频道的高频图像载频与该频道的本振频率差频产生的30 MHz的中频干扰, 及邻近低频道的高频伴音载频与该频道本振频率差频产生的39.5MHz的伴音中频干扰。 因为它们分别与所收看频道的图像中频和伴音中频相差只有1.5MHz, 很容易产生串台干扰。
  • 3. 工作稳定、不自激, 增益可控
  • 一般要求中放系统AGC控制深度为40dB。
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7.1.2 中频滤波与中频放大电路
  • 一、 中频滤波电路
  • 中频滤波电路用来衰减伴音中频、邻近低频道的伴音中频及邻近高频道的图像中频, 以便抑制这些干扰。电视机中常用的吸收电路有LC串联陷波电路、桥式T型陷波电路、声表面波带通滤波器及陶瓷带阻、带通滤波器等。
  • 1. LC串联及桥式T型陷波器
  • 这类电路型式很多, 在第六章中已经有介绍。它们主要利用电感、电容器件, 利用LC串联谐振或并联谐振等的频率阻抗特性实现各自的滤波作用。图7-3为一实际中频吸收电路。
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于本频道伴音中频31.5MHz, 对该信号近于短路, 只保留相对幅值的5%送到中放去放大, 对其它频率则呈高阻抗。L3C3用来吸收405MHz, 以保证从39.5~41MHz的频率范围内都有足够的衰减, 衰减量≥20 dB, 大约吸收到5%~3%。L5C6用来吸收高邻频道图像中频30MHz, 大约吸收到5%~3%。 L4C4C5R2为桥式T型吸收电路, 据分析, 如满足L4的损耗电阻等于|-R2/4|, 那么当2C4和L4串联谐振时, 回路的品质因数很高, 谐振曲线很尖锐, 吸收效果非常好。通常, 用它吸收低邻频道伴音中频39.5 MHz的干扰, 其吸收深度可达到1%。
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2. 声表面波滤波器(SAWF)
  • 声表面波是沿着弹性固体表面传播的机械波(或称弹性波), 声表面波的传播速度比电磁波约小十万倍, 其波长很短, 因而利用它可在物质表面附近集中住形变能量, 并利用压电材料可以完成能量转换的特点, 制成弹性声表面波器件。由于它具有小型化、 可靠性高、 稳定性好、不用调整、适用于高频及超高频范围(中心频率可做到5MHz~1.5 GHz)等特点, 因而被大量用在彩色机中频信号处理电路中, 作带通滤波器。
  • (1) SAWF的基本原理。SAWF符号及结构示意图如图7-4所示。
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图 7-4 SAWF符号及结构示意图

  • SAWF符号
  • (b) 声表面波滤波器示意图
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图(a)中两种符号是等效的。 除输入、 输出四端以外, 其余均属屏蔽极或壳体。 图(b)为SAWF结构图, 用压电晶体(石英、 铌酸锂、 锆钛酸铅等)片作衬底, 在晶片表面上沉积两组叉指形电极, 构成两组叉指换能器。A叉指换能器将电信号转换成超声波, B叉指换能器将超声波还原成电信号。 当A两端加有中频信号(为待选频的信号, 其中包括目标信号和干扰信号)时, 叉指间的电场(由于指间距离远远小于指根与指端之间距离, 所以主要是指间的横向电场)将在电极间基片表面激发产生与信源同频率的横向超声波(机械振动波), 沿着压电基片的表面向左右传播, 从而完成了将电能转变成机械能的任务。
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向左传播的超声波是无用的, 被涂敷的吸声材料吸收, 避免了边缘反射。 向右传播的声表面波到达接收端B叉指换能器, 再利用B指间基片反压电效应, 在B叉指电极之间还原成所需电信号。
  • (2) SAWF的选频特性。SAWF的选频特性, 由两个叉指换能器本身所具有的机械谐振频率fA、fB决定, 而fA、 fB又由叉指电极的几何尺寸——指条宽度、 指条间距离、 两电极指条重叠长度等决定。当外加信源频率等于A叉指机械谐振频率fA时, 所激发产生的超声波幅度最强, 信源频率距机械谐振频率越远, 激发的波幅越弱。
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同样, 信源频率等于B叉指机械谐振频率fB时, 反压电效应也最强, 否则就会弱。SAWF总的幅频响应特性取决于叉指A与B的幅频特性之乘积。 因此, 改变叉指几何形状, 可控制SAWF的中心频率、频带宽度及幅频特性的形状等, 故可根据需要设计成各种滤波器。电视机中频信号处理电路常用的SAWF的频率响应特性如图7-2(b)所示。
  • (3) SAWF应用原理电路及应用特点。SAWF实用电路如图7-5所示。由于SAWF声表面波滤波器具有图7-2带通滤波特性, 采用SAWF后, 就可以崐省掉图7-3中各LC吸收电路和各级中频调谐变压器, 因此各中频放大器的级向耦合就可以采用直接耦合(如集成电路), 或采用RC宽带放大器, 使中频信号处理电路大为简化。
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 SAWF实用电路具有如下几个特点:
  • ①SAWF器件插入损耗大, 约有15~20 dB, 因此增加一级带宽大于8MHz的前置放大器V, 以补偿插入损耗。但如果后级放大足够时, 也可不加前置放大, 两种电路都有应用。图中R4与L1串联、 R2与L1并联, 实现低Q值, 用以展宽前置放大器频带。
  • ②SAWF的输入、输出阻抗均为容性, 所以在SAWF的输入端并接T1次级电感, 在SAWF的输出端并接L3电感, 它们分别与SAWF的输入、 输出电容构成并联谐振电路, 谐振在选通信号中心频率上, 以提高输出电平。 但要求此谐振回路的频带大于SAWF频带宽, 以免影响中频信号处理电路的总频率特性, 所以在两个谐振回路中又分别并上电阻R7、 R8, 以展宽频带并具有一定的频率响应。
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③由于叉指换能器的电极与叉指间压电基片的声表面波阻抗不同, 以及终端换能器B在将机械波(声表面波)变换为电信号时, 这电信号又反过来会激发机械波。 因此, 声表面波会在始端A与终端B两个叉指换能器之间多次反射, 特别是三次渡越信号与主信号叠加, 使输出畸变, SAWF特性变坏, 在幅频特性通带内有幅度波动。 抑制三次渡越信号有两个办法: 方法一, 是改变换能器结构, 采用振幅加权换能器或相位加权换能器 方法二, 在图7-5中, 采用外加抑制电路, 令终端B叉指换能器负载阻抗失配, 而始端A匹配。
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这样, 由于负载失配, 则B换能器将声能转换电能的效率降低, 那么压电效应产生电能小, 因而由逆压电效应再产生的反射波能量就小, 所以三次反射波被大大地削弱。 但这样作又会使SAWF的插入损耗增加, 这可通过前置放大器V来补偿。 事实上, 由于是一端失配而另一端仍匹配, 所以插入损耗增加很慢, 而抑制三次反射波能量却很快, 总的效果很好。
  • 图中, C2为中和电容, L1R1为混频器次级谐振回路、 C1C5为耦合电容、C3为旁路电容。
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3. 陶瓷滤波器(CF)
  • 陶瓷滤波器也是集中选择性滤波器, 工作频率较低, 在电视机中常用作6.5MHz伴音陷波器等。CF是利用陶瓷压电效应工作的, 当陶瓷片(振子)的固有频率与外加信源频率一致时, 则陶瓷片具有与LC串联谐振相似的特性。
  • (1) 二端陶瓷滤波器。其等效电路及阻抗特性如图7-6所示。图(a)为符号, 图(b)为等效电路, 图(c)为阻抗特性。
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图(b)中, L、C、R分别相当于陶瓷片在机械振动时的等效质量(惯性)、等效弹性模数和等效阻尼(机械振动中的摩擦损耗), 决定着串联谐振频率
  • 这是陶瓷片本身的自然频率。 C0为陶瓷滤波器两极间等效电容(装配电容), 与陶瓷片构成并联谐振电路, 并联谐振频率
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人们常利用陶瓷片的串联谐振现象作陷波器。
  • (2) 分割电极三端陶瓷滤波器。 三端陶瓷滤波器如图7-7所示。

图 7-7 三端陶瓷滤波器

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图(a)为符号, 该滤波器的上电极被分割成两个电极。 电极1作为输入端, 电极2作为输出端。下电极为全电极, 作公共端。 图(b)为三端陶瓷滤波器的等效电路, L、 C、R是陶瓷片机械振动等效电参量, C01、C02分别为输入端与输出端对公共端的电容, C12为1、 2两极间分布电容, 通常C12电容可忽略。Tr为输入、输出回路之间等效耦合变压器。
  • 输入端1—3两极的特性同于二端式, 当1—3两端信源频率等于陶瓷片的串联谐振频率fr时, 则输入电路发生串联谐振, 陶瓷片的机械振动最强, 当信源频率偏离陶瓷片串联谐振频率时, 由于不谐振, 故陶瓷片的机械振动很弱, 从而, 陶瓷片以机械振动的方式选出目标信号。
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在输出端2—3, 则通过反压电效应, 再将机械振动信号转变成频率及幅度和它一致的电压输出信号。 这种输入与输出间的传输方式被等效成变压器Tr, 其变压比n决定于输出和输入电极面积之比, 因此有
  • 若C01=C02, 则n≈1, 可做成输入与输出对称的滤波器。 三端陶瓷滤波器(CF)的品质因数可高达数百, 其选择性比LC回路好。
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二、 中频放大器
  • 为便于分析SAWF和集成中放电路, 我们首先分析了中频吸收电路, 从而再分析中频放大就变得简单了。 本章开头已经分析, 中频放大器是电视机总增益的主要提供电路, 因此要求具有足够大的增益, 并要求增益可自动控制, 具有足够宽的通频带以及适应于残留边带传输方式的增益—频率特性。单级中频放大器增益一般为15~30 dB, 为了获足够的中放增益, 中频放大器需要由3~4级组成。
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1. 分立中频放大器
  • 由于组成中频放大器的各级都是典型的、 甚至电路和参数都相同的单元电路, 只要掌握这些单元电路, 就很容易分解中频放大器。其高频等效电路及分析方法与第六章高放级、 混频器相同, 这里只介绍单元电路型式及中频放大器的组合方式。
  • (1) 分立中放单元电路。 基本单元电路有单调谐放大器、 RC耦合宽带放大器、 低Q值宽带放大器及双调谐放大器等形式, 常用电路及耦合方式如图7-8所示。
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图(a)为变压器耦合单调谐回路中频放大电路。T1、 T2分别为输入、输出变压器, C2、C3、C4为电源去耦电容, CN为中和电容,L1、 R1、C1组成单调谐回路, 通过适当选择初级线圈抽头点和初、次级匝数比, 来提高谐振回路的选择性,以及实现调谐回路与前后电路的匹配。
  • 图(b)为电感串联型低Q单调谐中频放大器, 是宽带型RC中频放大器的一种, 被经常采用。 图中L、 C1及V输出电容Coe1、V2输入电容Cie组成低Q单调谐回路, 构成π形网络, 再由电阻电容耦合到下一级。
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图(c)是RC宽频带中频放大器, 该电路是非调谐放大器。 电路中无电感和变压器, 调整方便、工作稳定、便于集成化。由于存在分布电容, 为了得到足够带宽, 放大器的负载阻抗取值较小, 因此增益较低, 往往采用四级完成中放任务。 放大器频带很宽, 达40 MHz, 其选择性和频率特性是通过集中带通滤波器和末级具有频带整形作用的耦合双调谐放大器配合完成。
  • 图(d)为电感并联型低Q单调中频谐放大器, 是宽带型RC中频放大器。图中电感L与V1的输出电容Coe、V2输入电容Cie及分布电容等构成低Q并联回路, 谐振在30~40 MHz之间。 电阻R2与L并联, 是并联回路阻尼电阻, 可降低Q值展宽频带。 图中R1C1是电源去耦电路。
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图(e)是外电容耦合双调谐中频放大器, 应用很普遍, 多在中放末级采用。 由L1、 C1初级单调谐回路和L2、C2次级单调谐回路组成双调谐回路。 两个调谐回路的能量传输是通过外电容C3、C4耦合实现的, L1与L2分别用各自屏蔽罩隔离, 以防止互感。双调谐回路的耦合程度用耦合系数K表示, 则有
  • 
  • 当K小时(松耦合)双调谐回路谐振曲线呈单峰, 峰值低且曲线平缓, K加大则峰值高、 曲线变陡, 当K再增加(紧耦合)则使谐振曲线出现双峰, 通常要求双峰间的宽度大于3MHz, 而曲线中间凹陷相对小于10%。
  • 对于互感耦合双调谐中频放大器, 因两个回路彼此影响, 调整困难, 较少使用。
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(2) 中频放大器的组合及增益特性。 前面我们已经谈到, 为了满足电视信号通道对中频放大器高增益和通频带宽度的要求, 我们必须用三或四级放大器的级联电路才能实现。 中放电路常有下面的几种组合方式, 如图7-9所示。
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a)的级联中频放大器在凯歌4D4、飞跃9DS4、 星火71—9型等电视机中采用。它的特点是: 电路简单(三级相同)、选择性差、满足带宽要求时的中放增益不太高、AGC控制作用容易使总增益曲线变形。 图(b)电路在凯歌4D8、4D7、 飞跃9D3等电视机中采用。它的特点是: 选择好、 满足带宽要求时的增益高、电路复杂、 AGC作用对总增益曲线影响一般。 图(c)电路在昆仑B—312、北京840、北京842型等电视机中采用。它的特点是: 选择性较差、满足频带要求时的中放增益高、AGC作用对总增益曲线无影响、无电感性元件 图(d)电路在飞跃19D1、12D1型电视机中应用。
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它的特点是: 选择性好、满足频带时的中放增益高、AGC作用后曲线变化小。图(e)电路, 在飞跃12D3、星火JDS3中应用。它的特点是: 选择性较好 满足频带时增益较高、AGC对增益曲线影响小。图(f)电路的主要特点是用集中滤波器将中放Ⅰ和中放Ⅱ隔开, 减少中放Ⅰ与后面各级反馈的机会, 提高工作稳定性, 另外调整起来比较容易, 较容易获得良好的选择性。
  • 2. 集成中放电路特点
  • 电视机用中频放大器没有单独的集成器件, 它都是与其它功能器件集成在一起的, 如TA7607AP、TA7611、HA11440A等图像中放集成电路, 将三级图像中频放大、视频检波、预视放、噪声倒相抑制、中放AGC、高放AGC及AFC等电路集成在一块芯片上。
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而有的则把三级中放分别集成在两个集成块中, 如Ⅰ、Ⅱ两级集成在HA1144中, 而第Ⅲ级则集成在HA1167中, 两者必须配合使用。
  • 集成中放电路通常采用三级具有恒流源、直接耦合、 宽通带的差动放大器。由于集成中放电路本身没有谐振电路, 因此采用声表面波滤波器, 以获得集成中频放大器所需要的频率特性。各集成中放电路结构大致相同, 现仅以TA7611AP为例简单介绍如下。结构如图7-10所示。
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TA7611AP宽带中频放大器采用三级差分放大器, 总增益可达80dB。 图7-10中虚线内为第Ⅰ级中放内电路, ①、 16两端为信号输入, V3、 V4为差分放大器, V1、 V2为差分射极输出器, 以实现集成中放与声表面波滤波器SAWF相匹配。V5是V3、V4的多发射极恒流源, 显著地提高了放大器的共模抑制比, 稳定放大器直流工作点。 在三级中放的级与级之间, 均设置差分式射极输出器实现隔离。 由于三级中放均是直接耦合, 为减少电路零点漂移, 除每一级都有深度负反馈外, 还采用了级间负反馈, 例如, 把末级中放输出端直流电平经R11、R12反馈到第Ⅰ级中放输入端, 使整个中频放大器的直流分量具有深度负反馈, 以保证工作点稳定。
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在②、15端接电容C1是为了中频滤波, 以实现R11、R12的直流反馈作用。
  • 三级中放均采用自动增益控制。 控制过程是, 当AGC不起控时信号强, 则V76饱和导通, V5发射极电流最大, 则等效为V3、V4的发射极电阻最小, 因而负反馈最小, 则V3、V4增益最大 反之当AGC起控时, V76应退出饱和, 于是V5发射极电流减小, V3、V4发射极等效电阻大, 则负反馈加深, 增益下降。 其它两级AGC控制原理相同, AGC控制中放顺序通常是Ⅲ、Ⅱ、Ⅰ级。
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7.1.3 视频检波与输出(预视放)电路
  • 为了分析的方便和实际功用, 本书将预视放作为检波输出电路来加以讨论。 视频检波及输出电路的作用是: 从中频放大器输出的图像中频调幅波中取出视频调制信号, 即视频全电视信号, 送往图像通道 使图像中频(38 MHz)和伴音中频(31.5MHz)经过检波后, 产生6.5MHz的第二伴音中频调频信号, 并送往伴音通道, 至此, 视频图像和伴音信号进入各自的处理电路 第三个作用是输出反映视频图像信号强度的直流信号电压(AGC), 自动控制中放和高放的增益及输出同步分离信号。
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一、 二极管包络检波器
  • 采用二极管作为非线性器件组成的包络检波器在分立元件黑白电视机中被广泛采用。 图像检波器通常由输入电路、 检波电路和输出电路三部分组成, 图7-11示出了凯歌4D8电视机的视频检波器。 图中, 输入回路就是中频放大器的输出电路, 检波电路由检波二极管D1及滤波电路组成, 检波输出电路就是所谓预视放电路。
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1. 检波电路
  • 由检波二极管VD1, 低通滤波电路L1、 L2、 L3、 C1、 C2、 C6、 C7, 视频信号高端补偿电路L4、 R4, 输入电阻R1等组成。 同时输入到检波电路的是载频为38MHz的图像中频调幅波信号和比它低20~30 dB的31.5MHz伴音调频信号。利用二极管的非线性特性, 将输入检波电路的、 受全电视信号调制的中频(38MHz)调幅波剪除一半, 如图7-12(a)、 (b)所示。
  • 同时, 利用二极管的非线性特性, 图像载频fPI和伴音载频fSI差拍出38MHz-31.5 MHz=6.5 MHz差频信号, 因此在检波电路输出中还有幅度很小的6.5MHz伴音信号, 被叠加在图(b)的全电视信号上。
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为了滤除剪波后伴音中频fSI、 图像中频fPI及二极管差拍产生的许多新频率如高次谐波76MHz等, 采用了L1、 L2、L3、C1、 C2、 C6、 C7组成的低通滤波电路, 滤波器带宽为6.5 MHz, 以保证视频全电视信号0~6 MHz及第二伴音中频信号6.5 MHz顺利通过, 其波形如图7-12(c)所示。
  • 由于低通滤波器衰减了图像信号中的高频成分, 以及图像中放级的高频衰减作用, 因此图像检波电路中在负载电阻R3上串联了电感L4, L4、 R3和滤波电容及分布电容等组成低Q值并联谐振电路, 谐振点为5 MHz左右, 作为检波电路的交流负载, 以补偿低通滤波器的高频衰减和中频放大器高频增益不足。
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R1为检波电路输入电阻, 它一方面用来抑制检波电路通过输入端向外辐射中频及高频谐波(在输出端已有低通滤波器抑制), 另一方面能够增加图像检波器输入阻抗, 防止降低中放末级双调谐回路的Q值, 影响中放选择性。电阻R4(20Ω)与R5、R2是二极管VD1正向直流偏置电路, 以防止当输入信号比较弱时, 检波管工作点进入特性曲线底部弯曲部分而引起非线性失真。
  • 顺便说明, 当检波电路参数选择不当时将会产生对角线失真、 负峰切割失真以及非线性失真等, 在电路设计时应注意, 这里就不再讨论了。
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2. 检波输出电路
  • 前面已经谈到, 检波输出电路除要完成分离0~6 MHz视频信号送给视放级和6.5MHz第二伴音信号(送给伴音通道)的任务外, 同时还要送出自动增益控制及同步分离信号。 因此要求它具有较强的负载能力和电路隔离作用。
  • 电路组成见图7-11, 主要由放大管V1, 集电极并联谐振电路C10、L5, 高频变压器T1, 偏置电阻R3、 R6、R10, 串联谐振电路C12、 L7, 去耦电路R7、 C11等组成。R9是隔离电阻, 减少后级电路对检波电路的干扰。
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(1) 伴音输出等效电路。L5、C10为集电极并联谐振回路, 谐振频率为6.5 MHz, 则对第二伴音频率信号, 回路呈高阻抗, 且为纯电阻性。C12、L7为发射极串联谐振回路, 谐振频率也为6.5MH, 谐振时阻抗近似为零, 则等效电路如图7-13(a)。此时, 电路等效为6.5MHz的放大电路。图中, T1是6.5MHz的高频变压器, 具有阻抗变换特点, 减小了第二伴音中放级的低输入阻抗对L5、C10谐振回路的影响。R8用来改变C10、L5并谐Q值, 使之具有200kHz频宽的需要。
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(2) 视频信号输出等效电路。 对于0~6MHz的视频信号来说, 集电极L5、C10并谐回路呈低阻抗, 近似短路 发射极串谐回路L7、 C12呈高阻, 近似开路, 对6 MHz视频输出没影响。它仅用于吸收6.5MHz伴音中频, 防止6.5MHz第二伴音信号干扰视频通道工作。等效电路如图7-13(b)所示。电路仅从发射极输出视频全电视信号去视放级、同步分离级和崐AGC电路 这时, 输出电路变成了射极输出器, 提高了视频检波器的效率和负载能力, 实现了阻抗匹配和阻抗隔离的作用。
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二、 同步检波器
  • 彩色电视机和集成黑白电视机的图像检波, 普遍采用集成同步检波器。 它有以下几个特点:
  • (1) 具有良好的线性检波特性, 只需几十mV的输入电平, 就可以保证信号不产生非线性失真(而包络检波必须1V以上), 减少了诸如二极管检波中的各次谐波分量, 避免了它们对高频、 中频放大器的反馈干扰。
  • (2) 同步检波实质是乘法器, 本身具有20dB以上的增益, 检波输出信号为2~3V以上。因此, 在满足中频信号处理电路总增益的前提下, 中频放大器的增益可降至40~50dB, 并且对中放功率输出要求也可降低(二极管检波则要求达50mW以上), 从而中放电路可简化, 稳定性提高。
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(3) 自动增益控制范围宽, 可达40dB以上。
  • (4) 乘法检波减小了伴音和图像, 及伴音和彩色副载波信号间的差拍对图像的干扰。
  • 集成块TA7611A (或TA7607AP)的同步检波电路原理如图7-14所示。 其中V22、V23为射随器, 用于缓冲和隔离, V24、V25、VD1、VD2组成限幅放大器, 将来自V22、 V23的图像中频调幅信号进行放大并双向限幅, 外接T103为高Q并联谐振回路, 用来从⑧、⑨两端提取频率为图像中频37(或38) MHz的等幅简谐信号, 该信号经V29、V30射随器送至由V33~V38组成的同步检波器, 其检波增益约为20dB。V39为恒流源。
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图 7-14 TA7607AP中双差分同步检波器与限幅放大电路图

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同步检波器有两种输入信号, 在V37、V38基极加入图像中频调幅波 (AM) 信号u2(t), 在V33~V36基极加入图像中频37MHz (或38 MHz)等幅简谐信号u1(t), 从V33、 V35和V34、V36的集电极输出视频图像信号与图像中频AM信号的包络成正比, 被送至检波输出电路(预视放)。 V27、V28、VD3、VD4为AFC信号输出电路(参见7.1.5节)。
  • 视频同步检波器工作分析。
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同步检波器属于低电平检波, 检波线性好, 被检波信号可以小到几十, 甚至几个mV, 检波产生的2.07 MHz差拍干扰小, 且有电压增益, 故用于彩色电视机视频检波性能良好。与一般二极管包络检波器不同, 使用双差分同步检波器对中频全电视信号检波时, 必须同时给检波器输入一个与全电视信号的中频载波同频同相的等幅正弦信号作检波开关信号, 这个开关信号u1(t)由图7-14中的限幅放大(V24、V25、VD1、VD2)和外接选频电路T103获得, 送至V33~V36基极。 将需要检波的中频信号送至同步检波器V37、V38基极, 其等效电路如图7-15所示。
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根据模拟电子理论分析, 差分放大器具有相乘功能, 其输出信号为两个输入信号的乘积, 即
  •  (7-2)
  • 式中UT=26mV, 是温度的电压当量, gm是当u2=0V (这时差分放大器V37、V38处于平衡状态, IC37=IC38= IEE)时差分放大管的有效跨导为 。

已知u1为37(或38) MHz正弦波, u1=U1cosωPIt, u2为中频调幅信号, u2 =U2(1+mcos Ωt) cosωPIt, Ω为视频信号频率), 并且u1与u2同频同相, 则有

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式中第一项为直流分量 第二项为视频信号 第三项为载频, 它是中频调幅波的二次谐波。经过低通滤波器以后, 把2ωPI滤去, 便得到了视频信号。

(7-3)

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从(7-3)式可以看出, 信号经过乘法检波后, 中频载频ωPI、ωSI被抵消了, 因此检波级的幅射对中频放大器的寄生反馈基本消除了, 有助于提高中频通道的稳定性。
  • 应该说明, 在被检波的中频信号u2中不仅含视频中频调幅信号, 而且还包含伴音中频调频信号, 为U’2cos [ωSIt+φFM (t)], 它与u1相乘后输出为
  • u’0= U1U2 cos[(ωPI-ωSI)t-φFM)]
  • + KU1U2cos[(ωPI+ωSI)t+φFM]

式中, φFM代表伴音信号瞬时相位, [(ωPI+ωSI)t+φFM)]为高频项, 通过滤波后滤除, [(ωPI-ωSI)t- φFM)]项为第二伴音中频信号, 它与视频信号一块, 被检波器输出。

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AM信号同步检波器波形如图7-16所示。  

图 7-15 同步检波器

图 7-16 同步检波信号波形

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电路图7-15中, V33、V34、V35、V36工作在开关状态, 受u1开关信号控制。 差分放大器V37、 V38工作在线性区域, 当u1与u2同为正半周时, V33、 V36导通, V34、V35截止, 这时V37电流增加、V38电流减小。则IC33电流增加、IC36电流减小。 当u1与u2为负半周时, V34、V35导通、V33、V36截止, 这时V38电流IC38增加、V37电流IC37减小。则IC35电流增加、IC34电流减小。 显然, 不管输入信号电压u2的极性是正半周还是负半周, 流过RC1电流都是大的, 而流过RC2电流都是小的, 即输出电压uo极性不变。 第三半周同于正半周, 第四半周同于负半周。 由于V37、 V38是线性工作状态, 所以iC37、iC38电流反映了载波信号的幅值, 故iC35、 iC33、 iC34、 iC36等反映了调制信号的包络。
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7.1.4 自动增益控制电路(AGC)
  • 一、 概述
  • 自动增益控制电路简称AGC电路, 是电视机稳定工作不可缺少的重要组成部分。由于气候条件、收看环境、频道不同、距离远近等诸多原因, 会使天线接收信号强弱有很大差别。 这一方面会直接引起收看效果不良, 另一方面, 由于通道各级晶体管动态范围较小, 如果信号过强, 会使放大器(特别是中放末级和视放输出级)进入截止和饱和, 造成非线性失真, 甚至电视信号峰值被压缩或切割, 从而造成同步不稳、彩色失真及灰度失真等。AGC电路, 就是根据(不论任何原因所引起的)检波器输出电平的变化, 自动调节高频放大级和中频放大级的工作状态, 以使检波器输出信号保持在一定电平上。
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对AGC电路主要有下面几点要求:
  • 1. 控制范围要宽
  • 通常中放AGC控制范围为40dB, 高放AGC控制范围为20 dB, 总控制范围为60dB, 也就是说, 当天线接收的高频输入信号电平由50 μV~50 mV范围内变化(变化60 dB)时, 检波器输出视频信号电平变化不超过1.5dB。 AGC对通道增益和输出电压随输入信号的变化特性示意图如图7-17所示。 图中Ui1为AGC的起控电压。
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2. 控制性能稳定
  • GC电路工作时, 受控放大级对前后级影响要小, 并不至影响通道的频率特性, AGC电压不能受图像信号内容变化的影响。 AGC电路在温度变化和外来干扰下应能正常工作。
  • 3. 控制速度应适当, 应能跟上输入信号电平的变化
  • 4. 应有延迟控制特性
  • 要求输入信号增强到大于灵敏度值后AGC才起控。 首先起控中放, 这时高放仍处于最大增益状态。 只有当中放AGC控制深度达30~40dB后, 高放AGC
  • 才开始起控, 高放起控过早会使输出信噪比降低。
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二、 AGC控制基本原理
  • 1.AGC电路的组成
  • 无论是分立还是集成,AGC电路基本组成框图是相同的, 如图7-18所示。它实质上是一个闭环负反馈系统。当天线输入信号ui处在电视机灵敏度值附近, 或者说, 检波输出信号uoPP在1~1.4V时, 高放、 中放都处在最大增益状态。当ui大于灵敏度值, 即uoPP大于1~1.4V值, 则通过AGC检波器把uoPP相应变化的值检波出来, 转换成直流控制电压去控制中放Ⅰ、Ⅱ的工作点, 使其增益下降, 以维持uoPP基本稳定。在分立元件电视机中, 中放末级不受控, 因为此级在大信号下工作, 如控制其工作点改变将会引起失真。
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根据要求, 高放增益采用延迟控制式, 当AGC使中放增益下降40dB以后, uoPP仍有增长趋势, 则开始控制高放增益, 使其下降, 即RFAGC电压开始变化, 以维持检波输出uoPP基本不变。 为防止混入输入信号ui中的脉冲干扰破坏AGC正常工作, 在AGC检波前加有抗干扰电路。
  • 2. 放大器增益控制方式
  •  AGC的控制目的都是减小放大器增益, 而这种控制作用都是通过用AGC电压改变三极管的静态IE, 也即改变放大器工作点词迪值摹于是就有两种控制方式: 利用增加UAGC (IE)来减小增益的方式叫做正向AGC, 利用减少UAGC (IE)来减小增益的方式叫做反向AGC。三极管的增益与UAGC (或IE)的关系如图7-19所示。
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显然, 对于普通三极管, AB段为反向AGC, BC段为正向AGC, 由BC段特性平缓, 难以实现控制深度的需要, 若为了满足控制深度, 需把IE加至很大, 这是不允许的。通常采用AGC专用管(如3DG75、3DG56等)进行正向AGC控制, 只要UAGC (或IE)变化很小, 就很容易获得20dB的控制深度。

图 7-19 三极管增益衰减特性

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目前, 高频头中常使用双栅NMOS场效应管做高放。 如第六章所述, G1极加来自天线的高频信号, G2极加VAGC电压(当uDS为给定值时), 在一定的uG2S (uAGC)情况下, 用uG1S控制其漏极电流iD。其转移特性如图7-20所示。 由图可知, 不论uG2S为何值, 在uG1S为±1V范围内, 线性较好, 即属线性放大区。当uG2S增大, 曲线斜率也增大, uG1S对iD控制能力增强, 也即放大能力增强。 因此可利用减小UAGC来降低放大器的增益, 实现反向AGC作用。
  • 3.AGC电路型式及特点
  •  AGC电路的任务是要获取一个随输入信号电平变化的直流电压, 来控制中放和高放的增益, 根据AGC电压的取得方式, 可以分成三种: 平均值式AGC电路、 峰值式AGC电路和键控式AGC电路。
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平均值式AGC是将检波器输出信号的平均值作为AGC电压。 显然AGC电压不只与接收信号强弱有关, 而且与图像内容有关, 因而这种控制方式会崐使图像质量变差, 一般不宜采用。
  • 键控式AGC是利用行扫描逆程脉冲作为键控(选通)脉冲, 从全电视信号中取出同步脉冲(同步头), 再对此同步脉冲进行峰值检波, 取得AGC电压。此电压则只反映输入信号强度, 与图像内容无关, 并且消除了逆程期间之外的干扰对AGC电压的影响。 但是, 它对同步要求比较高, 当某种原因使行频偏离时, 则行逆程脉冲与全电视信号中的同步脉冲错位, 则AGC门管导通时间与同步脉冲错开, 误将图像信号选通, 这时AGC电压不再正比于同步头, 而随图像内容变化, 以此AGC电压改变增益就会使图像失真。
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同时, 这时AGC电压肯定比选通同步头时为低, 导致受控放大器增益过高而进入非线性区, 如果外来信号较强, 则同步头被压缩或被切割, 则又进而使电视信号失步, 目前也较少采用。
  • 峰值式AGC, 是采用峰值检波器, 检波输出的AGC电压仅反映输入信号的峰值(即同步头), 而与图像内容无关。 该电路对于幅度低于同步信号峰值的干扰脉冲, 是有抑制能力的, 但当有比同步脉冲幅度大的强干扰时,AGC电压将会反映干扰峰值, 使AGC工作不正常。 因此必须在进行峰值检波之前, 将强脉冲干扰削除。
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三、 典型电路分析
  • 1. 分立元件AGC电路
  • 图7-21是分立元件黑白电视机常采用的一种AGC电路, 其自动增益控制属峰值式, 对中放、高放均有时延作用, 而且高放、 中放均采用正向AGC。
  • 该电路由以下几部分组成: V1为AGC门控电路(延时IFAGC)、 VD1V2为高负载峰值检波器、VD2VD3为
  • RFAGC延时切换电路及V4抗干扰电路等组成。
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因此检波输出电压将随输入信号的增大而上升 当输入电视信号在u1~u2之间时, 中放AGC起控, 即中放AGC电压加大, 则中放增益减少, 这时高放AGC电压仍保持不变, 高放增益仍然最大, 而接收机总增益随中放增益下降, 负反馈的结果从而又反过来使检波输出电压基本保持不变 当输入信号大于u2以后, 这时中放AGC电压将不再继续增加, 所以中放增益保持在最低点不再下降, 而高放AGC起控、 高放AGC电压加大, 迫使高放增益下降, 因此总增益继续下降, 由上分析可知,AGC电压首先控制中放增益, 当天线输入信号大到一定值, 从而使视频检波输出大到u2以后, 高放AGC起控, 这样作可以尽可能地保持电视机的高灵敏度和弱信号时的信噪比, 通常高放AGC比中放AGC延时25~35dB, u1为起控电压, 其峰值为1.2 V左右(对应天线输入约为100 μV)。
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(2) 电路原理分析。 门控管V1的基极加有来自检波输出的正极性(同步头向下)全电视信号, 当其峰值小于u1(1.2V)时,AGC不起控, V1工作于饱和导通状态, 则峰值检波管VD1截止, 射极输出器V也截止, 于是延时切换二极管VD2导通。 调整RW1电位器, 使A点为1.8~1.9V(IFAGC电压为1.8~1.9V), 调整分压电阻R13、R14、R15使B点为3V(RFAGC电压为3V),C点为4V, 延时切换二极管VD3截止。 这时高放和中放都处于最大增益状态。
  • 当电视信号峰值大于1.2V时, 同步头负脉冲使V1基极电位降低, 于是在同步脉冲期间, V1由饱和导通进入放大状态, 其集电极输出正脉冲, 输出脉冲的幅度正比于同步脉冲大小。
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峰值检波管VD1在同步脉冲期间导通, 并对C3充电, 当同步脉冲过后, V1恢复饱和导通、VD1仍恢复截止, C3则通过R6、V1发射结、R7放电, 放电很缓慢, 崐在同步脉冲周期作用下, C3上平均电位UD将基本上与同步脉冲幅值相同, 或者说正比于全电视信号的峰值。 从而, 放大管V的射极电位UE也正比于信号峰值而升高, 由于VD2导通钳位作用, 使A点电位增加, 即IFAGC输出增加, 控制中放增益下降。这时VD3仍然截止, 所以高放不起控(RFAGC保持3V不变)。
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当输入信号进一步加大到u2时,V1集电极电位进一步升高, C3上平均电位UD也再升高, UE也再升高, 当UE约为4.6V时, VD3导通、 则高放AGC起控、RFAGC将随输入信号峰值增加而增加, 控制高放增益下降。 同时, UE增加使VD2关闭, 这时IFAGC达最大值不变, 中放增益不再减小。
  • 当输入信号大到u3, 使门控管V1截止时, 其集电极输出脉冲幅度达到最大值, 即等于EC, 这时, 即使输入信号再增大, UD、 UE及RFAGC电压也不会再增加了, 则高放、 中放增益及总增益均保持在最低值不变, 如图7-22所示。u1~u3称为AGC电路动态范围。
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图中C2为行频短路电容、 C1为场频短路电容。 因为场同步脉冲虽开槽, 但仍比行同步脉冲宽许多, 因此充电时间长。所以虽然它们振幅相同, 仍会造成场同步脉冲期间的AGC电压高于行同步脉冲期间的AGC电压, 这将导致场同步脉冲期间中放增益低于行同步脉冲期间的中放增益, 会使场同步脉冲期间中频电视信号幅值变小, 将影响场同步脉冲的分离, 引起场同步不稳。 C2只对行频旁路, 而对场频相当于开路, 因此, 在场同步脉冲期间, 比行同步期间AGC门控管V1多了负反馈电阻R3, 于是使场同步期间AGC电压与行同步期间相同, 抵消了场同步脉冲比行同步脉冲宽对场同步输出的影响。
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2. 集成块TA7611AP中AGC电路分析
  •  TA7611AP中的AGC电路也属于峰值延时式AGC电路。其内部原理电路如图7-23所示。
  • 图 7-23 TA7611AP集成块中AGC电路基本原理图
  • 图(a)是AGC峰值检波器(UAGC形成电路), 图(b)是中放、 高放延时控制电路。
  • (1)AGC峰值检波器工作与分立电路稍有不同。 图(a)中输入是正极性图像信号, 经过R82C3积分器消除窄脉冲干扰后, 加至V74基极, V73基极接固定2.5V电压。当输入信号较小(同步头电平高于2.5V)时, V74导通、V73截止, 则V67基极高电平(8.5V), V67导通、V68截止。
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同时, 输入电视信号也导致V64导通、V65、V66截止, 于是VD13通过V67、 V64导通, 则V70也因发射结正偏而导通。V70集电极电流因V68截止而对外接电容C充电, 使14端电压很高, 为11V左右。 该电压UAGC首先经过图中虚线送到V88、R103和三级中放。这时中放、高放AGC不起控, 均处高增益状态。
  • 如果输入信号幅度加大, 同步头电平低于2.5V(但高于1.6V)时, 则在同步脉冲期间, V64仍导通, V74却截止。 当V73导通, 其集电极电位降至4.1V以下时, V67截止、 V68导通, V70截止, 则外接电容C将通过V68、V64放电, C上电压下降, 其放电电流为V68导通电流。
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电视信号越强, 同步头电位越低, 则在同步头作用期间, V68导通电流越大, 则C放电电流越大, 从而C上平均电位越低, 则UAGC下降, 从而控制三级中放(顺序为第三、 二、 一级)增益。 由于只有当输入信号大到其同步头低于2.5V时, V73才导通、14端电位改变, 中放才起控, 否则仍保持为最大增益状态, 所以实现了中放AGC延时控制。
  • 如果输入信号中混有大负脉冲干扰, 干扰幅值使V64基极电平降至低于1.6V以下, 使V64截止, V65、V66导通。 因V66射极串接电阻R84, 使恒流源电流I0主要被V65分流, 而V66电流较小, 从而V68电流大为减小, 即C崐放电电流很小, 因此14端电位受干扰脉冲影响被减小, 提高了AGC检波器的抗干扰能力。
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(2) 中、高放延时控制电路如图7-23(b)所示。主要由中放AGC控制电路(其延时控制作用由峰值检波电路完成)、偏置电路及高放延时AGC电路(属正向AGC)三个部分组成。
  • 当输入电视信号小时, UAGC很高为11V, 则经V88射随器及R103加到V76、V77、V78基极, 使三管处于饱和导通状态, 则AGC不起控。 这时TA7611AP三级中放(V5、V10、V15)增益保持最高。当输入信号强、UAGC降低时, IFAGC起控, 中放增益降低。由于AGC起控前, V76深饱和、V77中饱和、V78因为V79恒流源的分流作用而处于浅饱和, 因此,AGC将首先起控中放Ⅲ、 最后才控制中放Ⅰ。这样可以有较好的信噪比特性。 显然, IFAGC属于反向AGC控制。
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高放延时AGC电路由射随器V88、 延时比较放大器V83、V84和RFAGC放大电路V89~V94等三部分组成, RW1为RFAGC延时调节电位器。 当UAGC比较高时, V84截止, 而V83导通, 通过V89~V94直流放大后使V94饱和, 则V端为零电平。 则12V电源经外接R2、 R3分压, 输出RFAGC电压最低, 此时高放增益最大, 当输入电视信号很大, 即UAGC下降, 使V84基极低于V83基极电位时, 则V83趋向截止, V84趋向饱和导通, 因此V83电流减少, 通过V89~V94放大, 使V94退出饱和, 则V端电位升高, 则RFAGC电压增加(即AGC起控), 使高放增益下降。 RW1调节RW1上电位(即V83基极电压)能延时高放级受控。TA7611AP高放AGC为正向AGC(注意, TA7607高放AGC为反向AGC, 两者仅此有别)。
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7.1.5 自动频率控制电路(AFC)
  • 彩色电视机由于对本机振荡频率稳定性要求较高, 所以在TA7611AP集成电路中设有AFC电路。 这个电路将来自视频检波限幅放大的中频图像载频等幅信号, 通过移相电路将频率的变化转变成相位的变化, 再经相位检波器将相位变化转换成电压幅度变化, 然后给高频调谐器一控制电压, 以锁定本机振荡频率。
  •  AFC电路主要包括三个部分: 相位检波器(双差分乘积型鉴相器)、 差分直流放大器和外接LC移相器。 相位检波器仍是典型的乘法器, 其结构与原理同于视频同步检波器, 因此不再分析具体电路。 它和相对于中心频率移相90°的移相器配合可以完成鉴频任务。 电路的原理框图如7-24所示。
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集成块TA7611AP的⑧、⑨两端外接电路, T103、 R120、C5为并联谐振网络, 从限幅放大器中提取标准图像中频载频fPI, 作为u1信号, 一方面经TA7611AP内部将u1送至双差分相乘器的第一对输入端, 另一方面u1信号又经外接电容C1、 C2送至移相网络T102、C3、C4, 经移相后(变为u2), 从10、⑦两端输入到双差分相乘器的第二对输入端。 相乘器输出电压uo∝-u1u2, 再经直流放大, 从集成块⑤、⑥输出, 又经外电路低通滤波后, 成为AFC慢变误差电压, 去控制调谐器的AFC变容二极管, 使本振频率得到微调。 C3用以补偿低频相位, 改善鉴频输出曲线。
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由图7-24可见, u1与u2是同频不同相的两个信号。 外接移相网络移相原理如7-25图。 当u1的频率f1等于标准图像中频载频fPI时, 调整移相网络T102的电感值, 使u2超前u1的相位正好为π/2, 表示为Ψ=π/2 当f1< fPI时, u2超前u1相位大于π/2, 即Ψ>π/2 当f1>fPI时, u2超前u1相位小于π/2。 当图(a)移相电路满足C1=C2C3, C3C4, 在fPI附近频域中, 可简化成图(b)网络。 f1 =fPI时, 图(b)崐的各电压、 电流矢量图如图(c)所示。 显然, 当u1信号频率 f1 =fPI时, 改变T102的电感, 使网络并联谐振频率f0> f1 , 则回路对u1而言呈感性, 流过回路的电流i滞后u2为φ角, 但此等效感抗比电容C1 /2的容抗小得多, 又使电流i超前u1为(Ψ-φ)角, 图中Ψ=π/2。
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显然, 当 f1< fPI时, 即本振或其它原因造成u1信号频率偏离标准中频值时, 并联谐振回路对f1所呈感抗加大, 即φ角加大。 但因C1/2很小, 相对而言, (Ψ-φ)却变化不大, 因此Ψ加大, 即u2超前u1的相角便大于π/2, 同理, f1< fPI时, u2超前u1的相角小于π/2。总之, 移相网络将u1信号的频率变化量转变为相位的变化, 再通过相乘器将相位变化又变为直流电压的慢变化, 得到AFC电压。
  • 下面通过波形图7-26来分析其相位-电压换原理。图(a)是u2超前u1为π/2(即Ψ>π/2), 则鉴相器输出电压uo∝-u1u2。 由波形图可知, 输出电压uo的平均值ΔE=0。 图(b)是Ψ>π/2(即 f1< fPI)时, 输出电压u0的平均值ΔE>0, 这将使输出的AFC误差电压增加。
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同理, 当Ψ<π/2(f1 > fPI)时, ΔE<0, 使输出的AFC误差电压减小。 根据以上分析, 可画出AFC鉴频特性如图7-26(c)所示。 图中, Δf=f1-fPI, ΔE ~Δf 特性与EAFC~ Δf 特性相同, 均为负极性。 当f1=fPI时, 调整T102使ΔE=0。
  • 7.1.6 常用中频信号处理集成电路TA7607AP(或TA7611AP) 内外电路框图
  •  TA7607AP与TA7611AP的内电路结构及外电路接线要求完全一致, 区别仅在TA7611AP是正向AGC输出、TA7607AP为反向AGC输出。它们在线路上仅延时高放AGC部分稍有差异, 具体参见图7-23(b), TA7611AP高放AGC由V83集电极输出去V89, 实现正向AGC控制, 而TA7607AP高放AGC由V84集电极输出去V89, 实现反向AGC控制。
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以CS37—2型彩色电视机使用的TA7607AP为例, 其内外电路框图如7-27所示。
  • 图7-27中, 有关三级中放、限幅放大、AGC检波、 IFAGC、RFAGC、SAWF声表面波滤波器、前置中放、 AFC检波与直放、视频同步检波器、预视放(检波输出)、6.5 MHz带通电路、6.5MHz陷波电路及外接图像中频带通回路和90°移相网络均已作讲述, 这里仅说明14端外接电路及TA7607AP(TA7611AP) 噪声抑制电路的作用。
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TA7607的预视放(视频同步检波输出)是三级变形的差分放大器, 其增益约为5~7倍。 经噪声抑制电路消除脉冲干扰后的电信号由12脚输出, 再经陷波消除伴音中频 (6.5MHz) 成为正极性的全电视信号。 同时, 再经6.5MHz带通回路抑制图像信号, 选出伴音中频信号至伴音中放。 对正极性的电视信号来说, 高于白电平的脉冲干扰称白色噪声干扰脉冲, 低于消隐电平的负脉冲称作黑色噪声干扰脉冲。 对这两种脉冲干扰抑制的原理基本相同, 都是利用稳定的直流电平作控制电平, 当干扰超过此控制电平时, 抑噪电路就会自动地将信号通道暂时关闭。无论是窄干扰脉冲还是宽干扰脉冲, 只要幅度超过一定值都能被抑制掉。这种削波抑制电路虽不能完全消除干扰脉冲, 但由于残剩的干扰除幅度减少, 且宽度也会变窄, 对电路的影响大为减小。
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集成块14脚接C124是AGC检波器的负载电容, 其上的平均电压即是中放AGC误差电压。用此误差电压与③脚的可调偏压共同控制三级中放的增益, 当14脚电压从11V减小到6.6V时, 中放增益从最大状态降低36dB左右。14脚并接磁带录像开关(VTR开关), 当VTR接通后, 14脚接地, 使中放AGC电压为零, 这时的中放偏压完全取决于③脚的外加偏压, 于是各级中放增益降至最低值。同时, 至调谐器的RFAGC电压也将会使高放增益降至最低, 相当于整个通道关闭, 以便在视放输入端接入录像信号。
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7.2 伴音信号处理电路
  • 7.2.1 伴音通道的组成
  • 伴音通道系统框图如7-28所示。对伴音信号的处理过程大致分为两步。第一步, 在公共通道中, 将天线接收的高频调频波伴音信号, 经由高低返母咂捣糯蟆超外差处理变换成31.5MHz (或30.5MHz)中频调频波信号, 再经图像中频放大器, 使伴音中频增益降为图像中频信号最高增益的5%, 然后在视频检波器中检出6.5 MHz的第二伴音中频。第二步, 对6.5 MHz的第二伴音中频进行限幅放大、调频波检波(鉴频)、前置低频放大和功率放大后推动扬声器工作。
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第一部分处理过程已在前面讨论过, 第二部分中的低频放大器及功率放大器已在模拟电子技术中学过, 因此这里只讨论第二伴音中频限幅放大级和鉴频器。
  • 7.2.2 伴音通道分立电路分析
  • 一、 第二伴音中频限幅放大器
  • 第二伴音中频限幅放大器如图7-29所示。
  • 通常采用单调谐放大器, 要求电路对第二伴音中频信号具有足够大的放大能力, 增益达60dB以上。集电极谐振回路调谐于6.5MHz, 带宽为300 kHz左右。
  • 第二伴音中频放大器普遍采用限幅措施, 通常是利用晶体管的饱和与截止特性进行限幅, 合理选择单调谐放大器的集电极等效电阻和发射极直流偏置电阻, 以实现双向限幅(即同时出现饱和切割和截止切割)。 采用限幅有三点原因:
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首先, 高频伴音信号在传输过程中, 会遇到各种干扰, 一般的表现为信号幅度的改变, 调频信号的特点是等幅的, 被传送的伴音信号是携带在载波的频率变化中, 所以在鉴频之前进行限幅可从消除杂波干扰而又不影响调频波的性质。
  • 其次, 在视频检波器完成第二次差频时, 使用图像中频(38 MHz)作为本机振荡频率, (为调幅波, 不是等幅振荡)因此第二伴音中频既是调频波又是调幅波信号, 这种寄生调幅(实质上就是图像干扰伴音)将会影响鉴频器工作, 因此必须给以限幅。
  • 第三, 由视频中放特性曲线可知, 在31.5(或30.5) MHz伴音中频的带宽范围之内, 放大特性不水平, 即对带宽内不同频率的信号放大倍数不同, 故将引起幅度改变, 因此也需要限幅。
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二、 比例鉴频器
  • 鉴频器的作用是从已调频波中解调出调制信号(在此为音频信号)。一般在对调频波进行解调时, 先把调频波变换成调幅波, 也就是把原来幅度不变、但频率变化的调频波, 变换成幅度随频率变化而变化的调幅波, 然后再用二极管对调幅波进行检波。 鉴频器种类很多, 常用的有斜率鉴频器、参差调谐鉴频器、相位鉴频器及比例鉴频器等。限于篇幅, 在这里只介绍比例鉴频器中一种常用的对称比例鉴频器, 电路如图7-30所示。
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比例鉴频器由调频—调幅变换和振幅检波电路组成。 电路结构具有以下特点:
  • (1) 检波二极管VD1、VD2的正负端环行连接, 以保证直流通路, 因此C3和C4上电压极性一致, UC0=UC3+UC4。
  • (2) 在R1、 R2两端接有大容量电解电容C0, 通常为10μF。 C0与(R1+R2)组成大时间常数的RC电路, 以保持在检波过程中C0两端电压基本不变, 通常取(R1 + R2) C0 =0.1~0.2s。
  • (3) 鉴频器的输出为A点对地, 即电容C3、C4中点对电阻R1、 R2中点。 R6C5为低通滤波器。
  • (4) 次级电感L3与初级电感L1(绕在同一磁心上)为紧耦合, 因此L3两端崐产生的电压U3和L1上的电压U1同相位, U3的幅度与线圈匝N3成比例。
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1. 比例鉴频器工作原理
  • 比例鉴频器的初级回路L1C1和次级回路L2C2都调谐在调频波的中心频率ω0, 上下两个检波回路参数完全对称, 其等效电路如图7-30(b)。 由于C3、C4对高频短路, 所以当不计R3、 R4及R5的压降时, 加在二极管VD1、VD2上的高频电压分别为
  •  UD1=U3+ U2
  • UD2=-U3+ U2 (7-4)
  • (1) 调频—调幅变换。 由于对UD1和UD2要进行正弦交流电的复数运算, 即矢量加减, 因此要研究U3(U1)与U2)之间的相位随调频波频率变化的关系。
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(1) 调频—调幅变换。由于对UD1和UD2要进行正弦交流电的复数运算, 即矢量加减, 因此要研究U3(U1)与U2)之间的相位随调频波频率变化的关系。
  • 由图7-30(a)可见, 当不考虑次级反映到初级的阻抗时, 则初级电感线圈L1中的电流IL1滞后于U190°, 为
  • 该电流在次级线圈L2中产生的感应电动势E2滞后于IL1 90°, 即与U1反相, 为
  • 
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次级回路阻抗为
  • (7-5)
  • 次级回路谐振于6.5MHz时, 其电流I2与E2同相, 为
  • 
  • 次级电流I2在电容C2两端产生的电压降U2滞后于I2 90°, 为

(7-6)

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下面分三种情况来研究不同频率时U1和U2的相位关系。下面分三种情况来研究不同频率时U1和U2的相位关系。
  • ①当信号频率f等于谐振回路的谐振频率f0时, 据(7-5)式, 则有Z2=r2, 据(7-6)式则有
  • 即U2超前于U1为90°, 如图7-31(a)所示。
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②当信号频率f高于回路谐振频率f0时, 这时次级回路总阻抗Z2呈电感性, 所以次级电流I2将比E2滞后一个相角φ, I2在电容C2上的电压U2仍比I2滞后90°, 因此U2超前U1为(90°-φ), 如图7-31(b)所示。 频率偏离f0越远, φ越大。
  • ③当输入信号频率f<f0时, 则次级回路总阻抗呈电容性, 所以I2将比E2超前φ角, 而U2仍比I2滞后90°, 因此U2超前U1为(90°+φ), 如图7-31(c)所示。 频率偏离f0越远, φ越大。
  • 根据公式(7-4), 则可以绘出加在二极管VD1、 VD2上的待检波合成矢量电压UD1和UD2, 如图7-32所示。
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由图可见, 在信号频率f改变时, UD1和UD2的大小和相位都将发生变化。 在f=f0时, |UD1|=|UD2| 在f>f0时, |UD1|>UD2| 在f<f0, |UD1|<|UD2 |。

图 7-32 检波管电压UD1、 UD2矢量图

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由于输入信号是一个频率随着调制音频频率F变化的调频波, 调频波频偏Δf(=f-f0)与音频信号的瞬时幅度成正比, 因而随着f的变化, |UD1|、|UD2|将随之改变, 其调频波频率变化规律为音频频率F。 由图7-32看出, f与f0差值越大, |UD1|/ |UD2|或|UD2|/ |UD1|就越大, 从而把调频波的频率的变化转变为电压幅值的变化。
  • (2) 振幅检波原理。 由于VD1、VD2对伴音中频信号的检波作用而产生的直流分量通过R1、R2而形成回路, 产生直流压降UC0。当忽略RL的分流作用时, i1≈i2, 因而有
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 UR1=UR2=
  • C3、 C4对伴音中频f0阻抗很低, 但对音频F呈现高阻抗, 因此UD1经VD1检波后的音频电压UC3降在C3以上, UD1越大, UC3也越大。 同理UD2经VD2检波后的音频电压UC4降在C4上, UD2越大, UC4也越大, 因而
  • UC3 =Kd|UD1|
  • UC4 = Kd|UD2|
  • 式中Kd为上下两个检波器的检波效率。
  • 输出音频电压UF是从A点输出, 是A点与地之间的输出电压, 因此
  •  UF=UC4-UR2或 UF=UR1-UC3
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(7-7)

  • 将此两式相加, 由于UR1=UR2, 则有
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可见, 比例鉴频器的输出音频电压正比于加在二极管VD1和VD2两端的高频电压UD1和UD2的幅度之差, 也即比例鉴频器的输出电压UF等于两个二极管检波输出电压之差。
  • 而UD1和UD2的幅度大小又决定于U1和U2在各自幅度一定时两者的相位关系, 因此调频波频率变化, 将引起U2与U1相位差改变, 引起UD1和UD2幅值变化, 从而比例鉴频器输出音频电压UF就不同, 完成了鉴频作用。 其鉴频特性如图7-33所示。鉴频特性曲线的极性则和二极VD1、 VD2的连接方向有关。在f=f0附近UF与f成线性关系。 当f和f0偏离低于f1或高于f2时, 由于初次级回路严重失谐, 输入电压也减小, 所以鉴频器输出电压UF也不再增大而逐渐减小, 曲线呈S形。我国规定伴音信号的最大频偏Δfmax=±50kHz, 一般要求S形曲线正负峰间频率宽度B=f2-f1=250kHz。
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2. 比例鉴频器的重要特点
  • (1) 比例鉴频器的鉴频灵敏度比较低, 是相位鉴频器的1/2。
  • (2) 比例鉴频器最突出优点是, 它不需要前置限幅器, 比例鉴频器本身具有抑制调频波的寄生调幅对伴音信号的干扰作用。 这表现在电路的比例特性和稳幅作用两个方面。
  • ①由于UC0=UC4+UC3, 则式(7-7)又可表示为
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因此UC0基本稳定不变, 它只决定于调频波的载波振幅, 而与其频偏及寄生调幅都无关。 当调频波的瞬时频率变化时, |UD1|和|UD2|随之变化, 但两者的变化方向相反, 即一个增大一个减小, 因而UC3/UC4比值变化, 使输出电压UF随着瞬时频率变化, 起到了鉴频作用。 但当调频波的振幅变化时(寄生调幅),|UD1|和|UD2|变化的方向相同, 即 同时增大或减小, 因而比值UC3/UC4保持不变, 输出音频电压UF与调频波的振幅变化无关, 也就是起到了限幅的作用。
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②采用大电容C0也有一定的稳幅作用。 在输入信号振幅变大时, 由于C0使UC0基本恒定, 从而使检波管电流明显加大, 这相当于检波电阻下降, 使检波器输入电阻下降, 即并联在鉴频器次级L2C2回路上的负载电阻减小, 使其Q值降低, 因而U2下降。 反之亦然。 因此它很好地起到了稳频作用。
  • 比例鉴频器由于兼有限幅和鉴频的功能, 所以在电视接收机和调频收音机中获得了广泛的应用。
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7.2.3 伴音通道集成电路分析
  •  TA7176AP是伴音通道应用最广泛的集成电路, 其内部电路功能框图及外部电路如7-34所示。

图 7-34 TA7176AP内部框图及外部电路

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6.5 MHz的伴音FM信号加到集成块的①、 ②两端, 经过伴音中频放大与限幅, 再经有源低通滤波器, 去掉因限幅产生的高次谐波后, 加到鉴频器。 经鉴频器解调后的音频信号送到电子衰减器, 它是一种增益可控放大器, 调节R01便可改变放大器增益, 从而实现音量控制, 通常可使音量衰减大于80dB。 电子调谐器输出音频信号中的高频分量, 经⑦端外加电容C604衰减后(去加重)加到射随器, 然后经由⑧端、 外接电路R605C609、14端, 再将去加重后的音频信号送到音频前置放大器, 经过适当放大后, 由12端输出至外电路功放。 由外电路功放送来的反馈信号, 由13端输至前置放大, 以改善放大器的线性放大范围。 第⑨、 10端外接鉴频器调谐回路。
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一、 TA7176AP主要内部电路分析
  • 1. 伴音中频限幅放大
  • 在电视信号中, 伴音信号是用调频传送的。 视频检波时, 图像中频载频与伴音中频载频进行差拍, 产生出6.5MHz的伴音第二中频信号。 为了进行调频信号的解调, 需要一个中频放大器, 又为了抑制调幅干扰, 要求这个中频放大器具有优良的限幅特性。
  • 在集成电路TA7176AP中的伴音中频限幅放大电路如图7-35所示。
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在TA7176AP中采用了三级差分放大电路完成信号的限幅放大作用, 每一级都是共集—共基—共集的级联形式。 这种结构的频率特性好, 使三级放大器易于实现阻抗匹配, 从而使整个放大器具有较宽的通频带。 三级总增益约为70dB, 增益较高。 由于差分放大电路具有良好的限幅特性, 当加入差分放大电路的信号Ui> 时, 经过三级差分放大电路后就会有足够的限幅。 最终由V19的集电极输出, 送入峰值检波器。
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2. 差分峰值鉴频器
  •  TA7176AP内部差分峰值鉴频电路如图7-36所示。 图中, Ui为中频调频伴音信号, uo为音频输出信号, V22、 V27为射随器, V23、 V26与C3、 C4组成射随峰值检波器, V24、V25为差分对放大器, L1C1C2为集成块⑨、10端外接移相网络。
  • 移相网络L1C1C2将FM伴音信号ui转换成调幅调频信号u1和u2, 经V22、V27加在V23、V26基极上。 当u1、 u2正半周时, V23、 V26导通, 其射极输出阻抗很小, 对C3、C4充电很快, 其峰值与输入基本一致。 进入负半周时, V23、 V26截止, 则C3、C4分别通过V24、V25、 R23、R35及恒流源缓慢放电, 结果C3、C4上检出伴音中频包络波形, 其峰值检波电压uC3、uC4分别与u1、 u2的峰值成正比, 即uC3∝U1, uC4∝U2。
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将检波出音频信号再送V24、V25差分放大, 由V25集电极单端输出, 其输出音频电压uo∝U1-U2下面分析移相网络的作用, 即分析调频调幅波u1、u2的幅频特性。
  • 当调频伴音信号ui的频率fi=f1时, L1C1产生并联谐振, 其谐振频率
  • 由于并联谐振时回路阻抗很高, 故u1电压的幅度U1很大, 而u2的幅度U2很小, 出现了第一个峰点。当输入调频伴音信号ui的频率fi=f2时, L1C1并联谐振回路阻抗呈电感性, 与C2发生串联谐振, 串联谐振频率为
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故u1的幅值U1此时最小, 而电容C2上的u2幅值U2却很大。 当ui的频率在f1与f1之间变化时, U1与U2的变化曲线示于图7-37(a), 它们的变化正好相反, 作为一对差模信号加于差分检波器上, 所得输出电压正是ui、 u2经幅度检波后的差值, 如图7-37(b)所示。
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适当选择移相电路参数, 可使零输出点对应的频率fS=fSI2=6.5 MHz。 此uo~f特性即为差分鉴频器的鉴频特性。 其最大鉴频带宽为f1-f2>2ΔfM。从而差分峰值鉴频器将频率变化转换成电压变化。
  • 根据上述分析, 归纳其工作原理为: 移相网络将输入的伴音等幅FM信号ui,转换成既调幅又调频的u1、u2信号。 其u1、u2信号的幅度变化规律正比于ui的瞬时频率变化规律, 且u1、u2幅度变化相反。 因此, 通过差分峰值检波后形成的uC3、uC4分别正比于u1、u2的幅度变化规律, 即u1、U2的变化规律。 它们是一对差模信号, 因此输出信号必然反映输入信号的瞬时频率变化规律。
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二、 伴音通道外电路简述
  • 伴音集成电路TA7176AP的外电路如图7-34所示。伴音信号由TA7607AP12端经R601隔离电阻及C601、 L601、 C602组成的高通滤波器及CF601陶瓷带通滤波器, 抑制图像信号并取出6.5MHz的伴音FM信号, 加至集成块TA7176AP的②端。 ①端外接电容C603的作用是使①端交流接地, 以使信号为单端输入。⑨、10端外接移相电路的并联回路采用三端陶瓷鉴频器CDA6.5MD, 它对6.5 MHz调谐, 相当于一个调谐回路, C608为移相电容。
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解调后的音频信号一路经R603、C605滤去音频后, 至R01电位器, 调节R01仅改变低放直流工作点, 实现音量调节目的。 另一路从⑧端输出, 通过R605、C609加至集成块内部前置低放进一步放大, 然后从12端通过C613加至功放激励级V603, 及伴音末级功放V601、 V602。
  • V601和V602组成无输入变压器式互补单端推挽功率放大器。V603的偏压由R611、R614提供, 它始终工作在导通的甲类状态。V601、 V602在静态时处在微导通状态以减少交越失真。 当V603集电极输出信号为负半周时, 将使V 602导通、V601截止, 导通电流从电源经T01音频变压器、R613对C615充电 信号正半周将使V601导通、 V602截止, 则C615通过T01、R610放电, 这样通过T01的初次级耦合, 在喇叭上获得完整的音频信号。
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复习思考题
  • 7.1 对中频放大电路的增益、 幅频特性、 通频带有什么要求
  • 7.2 中频滤波有哪几类 一般情况下在电路中吸收什么频率信号 归纳其原理及应用特点。
  • 7.3 图像中频fPI为什么要处在中放频应曲线右斜坡-6dB位置上 如果中放频应曲线调整不当, 使图像中频低于-6dB或高于-6dB点, 会对收看电视有什么影响?
  • 7.4 视频检波和第二伴音中频检波(鉴频)有什么不同?
  • 7.5 二极管包络检波器与同步检波器电路结构基本形式及作用, 各有什么特点 ?
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7.6 画出二极管包络检波器的输出电路原理图, 分析各元件作用、 并回答以下问题:
  • (1) 检波输出电路对图像信号而言是什么电路?
  • (2) 对6.5 MHz第二伴音中频而言是什么电路?
  • (3) 检波输出电路有什么重要特点和功用?
  • 7.7 AGC电路有何功用 为什么需要延时AGC有哪些方式 各有何主要特点?
  • 7.8 说明峰值AGC电路各元件作用和控制过程, 画出其高、 中放增益控制特性。
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7.9 从电视接收天线到伴音通道的扬声器, 伴音信号经过哪些变换过程 它的频率与幅度有什么变化 ?
  • 7.10 比例鉴频器如何将伴音第二中频的调频信号频率变化转变成幅度变化(用矢量图标出) 比较鉴频器为什么有限幅作用?
  • 7.11 TA7176AP中峰值鉴频器是如何工作的 将图7-36中的C2改接到⑨端时还能否起鉴频作用 为什么 能画出鉴频示意图吗 ?