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第 5 章 振幅调制、解调及混频

第 5 章 振幅调制、解调及混频. 5.1 概述. 5.2 振幅调制原理及特性. 5.3 振幅调制电路. 5.4 调 幅 信号的解调. 5.5 混频器原理及电路. 振幅调制. 属于. 解调（检波 ). 频谱线性搬移电路. 混频（变频）. 5 ． 1 概述. 语言. 定义：. 图像. 调制信号： 需要传输的信号 （原始信号）. 密码. 正弦波. 信号. 方波. 载波信号：（等幅）高频振荡信号. 三角波. 锯齿波. 已调信号（已调波）：经过调制后的高频信号（ 射频信号 ）.

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第 5 章 振幅调制、解调及混频

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  1. 第5章振幅调制、解调及混频 5.1 概述 5.2 振幅调制原理及特性 5.3 振幅调制电路 5.4 调幅信号的解调 5.5 混频器原理及电路

  2. 振幅调制 属于 解调（检波) 频谱线性搬移电路 混频（变频） 5．1概述 语言 定义： 图像 调制信号：需要传输的信号（原始信号） 密码 正弦波 信号 方波 载波信号：（等幅）高频振荡信号 三角波 锯齿波 已调信号（已调波）：经过调制后的高频信号（射频信号）  (1) 调制：用调制信号去控制载波信号的某一个参量的过程。 (2)解调：调制的逆过程，即从已调波中恢复原调制信号的过程。 休息1 休息2

  3. （3）振幅调制：由调制信号去控制载波振幅，使已调信号的振（3）振幅调制：由调制信号去控制载波振幅，使已调信号的振 幅 随调制信号线性变化。 （4）频率调制：调制信号控制载波频率，使已调波的频率随调制 信号线性变化。 （5）相位调制：调制信号控制载波相位，使已调波的相位随调 制信号线变化。 （ 6）解调方式： (7)振幅调制分三种方式： 休息1 休息2

  4. 5.2 振幅调制原理及特性 一、振幅调制信号分析 二、双边带信号 三 、单边带信号 返回 休息1 休息2

  5. 返回 即： ，式中 为比例常数 一般，实际中传送的调制信号并非单一频率的信号，常为一个连续频谱的限带信号 。 则 若将 分解为： 其中： 则有 5.2.1 标准振幅调制（AM）信号分析 1. AM调幅波的数学表达式 调制信号： （1） 设：载波信号： 那么调 幅信号（已调波）可表达为： 由于调 幅信号的振幅与调制信号成线性关系，即有： 式中ma为调制 度， 常用百分比数表示。 休息1 休息2

  6. 2、调幅信号波形 返回 波形特点： （1）调幅波的振幅（包络）变化规律 与调制信号波形一致 (2) 调幅度ma反映了调幅的强弱程度， 可以看出： 仿真 一般m值越大调幅越深： 休息1 休息2

  7. 返回 调制信号 Ω 载波 ωc 调幅波 下边频 上边频 ωc+Ω ωc- Ω  3、调幅波的频谱 （1）由单一频率信号调 幅 可见,调幅波并不是一个简单的正弦波，包含有三个频率分量：

  8. (2) 限带信号的调幅波 返回 限带信号 载波 ωc ω Ωmax Ωmax Ωmax Ωmax 调幅波 上边频带 下边频带 ω ωc-Ωmax ωc ωc+Ωmax 同样含有三部分频率成份

  9. 4、AM信号的产生原理框图 返回 相加器 乘法器 直流 乘法器 相加器 由于： 仿真 可见要完成AM调制，其核心部分是实现调制信号与载波相乘。

  10. 5、调制波的功率 休息1 休息2 那么调幅波各分量的功率为： 设调幅波传输信号至负载电阻RL上， (1) RL上消耗的载波功率： 由于在普通调幅波信号中，有用信息只携带在边频带内，而载波本身并不携带信息，但它的功率却占了整个调幅波功率的绝大部分，因而调幅波的功率浪费大，效率低。但AM波调制方便，解调方便，便于接收。如当100%调制时(ma=1) ，双边带功率为载波功率的 ，只占用了调幅波功率的 ，而当 , 1 2 1 1 ma = 2 8 3 = PAM P c 9 (2) 上、下边带的平均功率： (3) 在调制信号一周期内，调幅信号输出的平均总功率 (4)边带功率，载波功率与平均功率之间的关系：

  11. 休息1 休息2 返回 5.2.2双边带( double sideband DSB)调幅信号 １、数学表达式 在AM调制过程中，如果将载波分量抑制就形成抑制载波的双边带信号，简称双边带信号，它可以用载波和调制信号直接相乘得到，即： 调制信号为单一频率信号： 调制信号为限带信号的调制：

  12. 休息1 休息2 返回 载波 调制信号 上边频 下边频 (4) 占用频带 5.2.2双边带( double sideband DSB)调幅信号 2. 波形与频谱 仿真 (1) DSB信号的包络正比于调制信号 (2)DSB信号载波的相位反映了调制信号的极性，即在调制信号负半周时，已调波高频与原载波反相。因此严格地说，DSB信号已非单纯的振幅调制信号，而是既调幅又调相的信号。 (3)DSB波的频谱成份中抑制了载波分量，全部功率为边带占有，功率利用率高于AM波。

  13. 休息1 休息2 返回 限带信号 载波 ω ωc Ωmax ωc+Ωmax 上边频带信号 ω ωc+Ωmax 下边频带信号 ω ωc-Ωmax ωc-Ωmax 5.2.3 单边带( single sideband SSB)信号 1. SSB信号的性质 在现代电子通信系统的设计中，为节约频带，提高系统的功率和带宽效率，常采用单边带（SSB）调制系统 单边带(SSB)信号是由双边带调幅信号中取出其中的任一个边带部分，即可成为单边带调幅信号。其单频调制时的表示式为： 上边带信号 下边带信号

  14. 休息1 休息2 返回 乘法 器 上边带滤波器 下边带滤波器 DSB信号 ω 上边带信号 ωc+Ωmax 上边频带信号 ω 下边带信号 ωc+Ωmax 下边频带信号 ω ωc-Ωmax ωc-Ωmax 2. 单边带调幅信号的实现 有三种基本的电路实现方法：滤波法、相移法和移相滤波法 ： (1) 滤波法 由DSB信号经过边带滤波器滤除了一个边带而形成，如：

  15. 休息1 休息2 返回 减法 器 ９00相移 乘法 器 • 乘法 器 加法 器 • • ９00相移 • (2) 相移法 另外由三角公式： 利用上三角公式的实现电路如下图所示： 仿真

  16. 休息1 休息2 返回 单频信号 载波 u =sinω1t uc=sinωct + - 乘法器 相加器 相减器 乘法器 乘法器 乘法器 低通滤波 低通滤波 900移相 900移相 (3) 移相滤波法 移相滤波法是将移相和滤波两种方法相结合，并且只需对某一固定的单频率信号移相900，从而回避了难以在宽带内准确移相900的缺点。 移相滤波法实现单边带调幅的电路框图 u1= sinΩt sin ω1t u3= cos(ω1-Ω)t u5= cos(ω1-Ω)t sin ωct u5+ u 6 uΩ=sinΩt u5- u 6 u 6= sin (ω1-Ω)t cos ωct u2= sinΩt cos ω1t u4= sin (ω1-Ω)t 相加器输出电压： u SSBL= u 5+ u 6= sin [(ωc+ ω1)-Ω]t = sin [ωc1-Ω]t 相减器输出电压： u SSBU= u 5- u 6= sin [(ωc- ω1)+Ω]t= sin [ωc2+Ω]t

  17. 5.3 振幅调制电路 5.3 .1 低电平调幅电路 1 . 二极管调幅电路 2. 集成模拟乘法器调幅电路 5.3 .2 高电平调幅电路 1. 集电极调幅电路 2. 基极调幅电路 返回

  18. 5.3 振幅调制电路 三种信号都有一个调制信号和载波的乘积项，所以振幅调制 电路的实现是以乘法器为核心的频谱线性搬移电路。 具体的说调制可分为 低电平调制：先调制后功放，主要用于DSB、SSB以及FM信号。 高电平调制：功放和调制同时进行，主要用于AM信号。 5.3 .1 低电平调幅电路 低电平调幅电路常采用第4章介绍的频率变换电路来实现 通常分为： 二极管调幅电路 集成模拟乘法器调幅电路

  19. 返回 如果选频回路工作在 处，且带宽为 而谐振时的负载电阻为RL，则输出电压 为： 的频谱成份： VD ZL + - + - us ud RL L C 而 id + - uc B=2Ω Ω ωc 2 ωc 3 ωc + - uL 1 . 二极管调幅电路 (1)单二极管电路 如下图所示的电路设: 且 则回路电流: 为一个AM信号 仿真 休息1 休息2

  20. Ω 3ωc+Ω 3ωc-Ω ωc+Ω ωc-Ω 式中 而 的频Z谱成份： (2)二极管平衡电路 1 电路结构： 上半部分与下半部分电路对称其等效电路如右图所示。 2 工作原理分析： 设： 如果上半部分与下半部分谐振回路谐振在频率ωc处，且带宽B=2Ω，谐振时的负载阻抗ZL=2RL，则实际输出电压u'L为： T2的初、次级匝比为2:1，T2的次级输出电压为： 能实现DSB调幅信号的调幅。 继续 反回 仿真 休息1 休息2

  21. 仿真 休息1 休息2 返回 VD1 VD1 T1 T1 T2 T2 构成环形， VD3 VD3 设： 2L 2L RL RL 2C 2C VD4 VD4 VD2 VD2 则有 T3 T3 uΩ uΩ + - + - + - uΩ uc uc + - + - （3）二极管环形电路实现DSB信号 1.电路结构 + uL - 在平衡电路的基础上，再增加两个二极管D3,D4使电路中四个二极管首尾相接。 T1的初、次级匝数比为1:2，T2的2:1，T3的1:1。

  22. 仿真 休息1 休息2 返回 当 时，平衡电路I在负载回路中产生的电压为： 当 时，平衡电路II在负载回路中产生的电压为： （3）二极管环形电路实现DSB信号 2.工作原理分析 而其中： 那么在一个周期内平衡电路I，II在负载RL上产生的电压为：

  23. 休息1 休息2 返回 uc (t) t S (t) 1 式中 t -1 而 的付里叶级数展开式为： 有 ω0-Ω ω+Ω 3ω0-Ω 3ω+Ω 的频率成份：只有组合频率 称为双向开关函数 仿真 性能更接近理想乘法器。 经滤波后的输出电压： T2的次级输出电压为：

  24. Ec Rc Rc R2 1kΩ R1 1kΩ EC=12V Ry 1kΩ C2 R4 3.9kΩ 2 3 3.9kΩ R4 51Ω R3 7 C2 8 uo ux 9 C2 MC1596 4 VT6 uy VT5 1 750Ω C2 6 VT2 VT1 VT4 VT3 R6 R8 R9 R7 Ry 750Ω 10 51Ω 5 51Ω VT7 RW VT8 6.8kΩ VD R5 Ry 50kΩ -EE= -8V -EE 2. 集成模拟乘法器调幅电路 用集成模拟相乘器来实现各种调幅电路，电路简单，性能优越且稳定，调整方便，利于设备的小型化。 1）MC1596构成的调幅电路 仿真 X通道两输入端8脚和7脚直流电位相同，Y通道两输入端1脚和4脚之间接有调零电路 返回 休息2 休息1 可通过调节电位器RW，使1脚电位比4脚高Uo，相当于在1、4脚之间加了一个直流电压Uo，以产生普通调幅波 。 实际应用中，高频载波电压uc加到X输入端口，调制信号电压uΩ及直流电压Uo加到Y输入端口，从6脚单端输出AM信号。

  25. Ry Rx +15V 8.2kΩ N1 8.2kΩ N2 5 6 11 10 10kΩ 2 4 2kΩ L BG314 （MC1595） Rwx C 10kΩ 8 10kΩ 14 Rwy 9 1 2kΩ 12 13 7 3 RL 10kΩ 10kΩ R1 13kΩ R3 Iox R13 3.3kΩ Rw EC=15V -15V Ioy 6.8kΩ -EE=-15V 若2、14脚两端外接LC谐振回路的等效谐振电阻为RL，则2(或14)脚与地之间的负载为 RL 2. 集成模拟乘法器调幅电路 2) BG314构成的调幅电路 ux 8脚附加补偿调零电压UXIS，12脚除附加补偿零电压UYIS。 uo uy ux=uc=Ucmcosωct uy=uΩ-(-Uo)=Uo+UΩmcosΩt 由式(4-50)可推出变压器次级回路输出的调幅波电压为： 如果uy=uΩ= UΩmcosΩt 仿真 休息1 休息2 返回

  26. 5.3 振幅调制电路 5.3 .2 高电平调幅电路 AM信号大都用于无线电广播，因此多用于高电平调制。 这种调制是在高频功率放大器中进行的，通常分为： 集电极调幅电路(Collector AM) 基极调幅(Base AM) 发射极调幅(Emitter AM)

  27. T2 VT T1 ic ic ic L C uBEmax Ec uCE ibo T3 Cb t Cc Rb iC1 Uc(t) uΩ(t) t t 临界 iC1m(t) EC UC(t) uΩ(t) 1. 集电极调幅电路 + uo - + uc - UC(t) + uΩ - +EC 电路中Cb为高频旁路电容；Cc对高频旁路，而对低频调制信号呈高阻抗；Rb为基极自给偏压电阻。放大器工作在丙类状态 ，集电极电路中除直流电压EC外，还串有调制信号 过压 欠压 集电极有效动态电源为：

  28. 2. 基极调幅电路 ic ic T2 VT T1 C uΩ(t) ic Ce2 Ce1 CC Re LC C1 uCE t LB R2 + ic1 C2 UBO uCE C4 C3 - R1 t t 临界 ic1m(t) UBo UB(t) uΩ(t) + uo - + uc - uBEmax UB(t) + uΩ - EC 在基极调幅电路中：LC高频扼流圈，LB低频扼流圈，Ce1、Ce2、C2、C3、C4、CC高频旁路电容，Re射极偏置电阻。低频调制信号uΩ(t)通过耦合电容C1加在电感线圈LB上。电源EC经R1、R2分压为基极提供直流偏置电压UBO，即基极有效动态偏压为： 欠压 过压 基极调幅电路的调幅效率较低，输出波形较差，但所要求基极输入调制信号的功率较小。

  29. 包络检波输出 包络检波输出 包络检波输出 包络检波输出 t t t t 非线形电路 低通滤波器 输出信号频谱 Ω ω 调幅波 调幅波 调幅波 调幅波 t t t t 调幅波频谱 ωc-Ω ωc ωc+Ω ω 5.4 调幅信号的解调 解调是调制的逆过程，是从高频已调波中恢复出原低频调制信号的过程。从频谱上看，解调也是一种信号频谱的线性搬移过程，是将高频端的信号频谱搬移到低频端，解调过程是和调制过程相对应的，不同的调制方式对应于不同的解调。 峰值包络检波 AM调制 包络检波： 平均包络检波 振幅调制过程： DSB调制 解调过程 叠加型同步检波 SSB调制 同步检波： 乘积型同步检波 5.4.1调幅解调的方法 1 包络检波 休息1 休息1

  30. 乘法器 低通滤波器 uDSB u'Ω u'o 加法器 包络检波器 u'Ω uDSB u'o 2 同步检波 由于DSB和SSB信号的包络不同于调制信号，不能用包络检波器，只能用同步检波器，但需注意同步检波过程中，为了正常解调，必须恢复载波信号，而所恢复的载波必须与原调制载波同步（即同频同相）。 解调载波 uAM 休息1 休息1 仿真

  31. 3. 检波电路的主要技术指标 (1) 电压传输系数Kd (3) 非线性失真系数Kf 是指检波电路的输出电压和输入高频电压振幅之比。 非线性失真的大小，一般用非线性失真系数Kf表示。当输入信号为单频调制的调幅波时，Kf定义为 当检波电路的输入信号为高频等幅波，即ui(t)=Uimcosωct时，Kd定义为输出直流电压Uo与输入高频电压振幅Uim的比值，即 式中，UΩ、U2Ω、U3Ω…分别为输出电压中调制信号的基波和各次谐波分量的有效值。 当输入高频调幅波ui(t)=Uim(1+macosΩt)cosωct时，Kd定义为输出低频信号Ω分量的振幅UΩm与输入高频调幅波包络变化的振幅maUim的比值，即 (4) 高频滤波系数F 检波器输出电压中的高频分量应该尽可能的被滤除，以免产生高频寄生反馈，导致接收机工作不稳定。 高频滤波系数的定义为，输入高频电压的振幅Uim与输出高频电压的振幅Uoωm的比值，即 (2) 等效输入电阻Rid 因为检波器是非线性电路，Rid的定义与线性放大器是不相同的。Rid定义为输入高频等幅电压的振幅Uim，与输入端高频脉冲电流基波分量的振幅之比，即 在输入高频电压一定的情况下，滤波系数F越大，则检波器输出端的高频电压越小，滤波效果越好。通常要求F≥(50～100)。 休息1 休息1

  32. ZL VD + - R ui C rd ①对低频调制信号uΩ来说，电容C的容抗 ，电容C相当于开路，电阻R就作为检波器的负载，其两端产生输出低频解调电压 C R ②对高频载波信号uc来说，电容C的容抗 ，电容C相当于短路，起到对高频电流的旁路作用，即滤除高频信号。 + - + - ui ui 5.4.2 二极管大信号包络检波器 1. 大信号包络检波的工作原理 (1) 电路组成 它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。 RC低通滤波电路有两个作用： 理想情况下，RC低通滤波网络所呈现的阻抗为: 休息1 休息1

  33. + - uo rd VD i放 i放 i放 C + - id id id i充 i充 i充 R ui C u i(t)与uo(t) ui(t) uo(t) t uΩ(t) uo(t) Δuc UDC t + - + - + - ui ui uo +uD - 1. 大信号包络检波的工作原理 (2) 工作原理分析 当输入信号ui(t)为调幅波时，那么载波正半周时二极管正向导通，输入高频电压通过二极管对电容C充电，充电时间常数为rdC。因为rdC较小，充电很快，电容上电压建立的很快,输出电压uo(t) 很快增长 。 + - uD= ui- uo 作用在二极管VD两端上的电压为ui(t)与uo(t)之差，即uD= ui- uo。所以二极管的导通与否取决于uD + - R 当uD= ui- uo>0，二极管导通； 当uD= ui- uo<0，二极管截止。 ui(t)达到峰值开始下降以后，随着ui(t)的下降，当ui(t)= uo(t)，即uD= ui-uo=0时，二极管VD截止。C把导通期间储存的电荷通过R放电。因放电时常数RC较大，放电较缓慢。 检波器的有用输出电压：uo(t)=uΩ(t)+UDC 休息1 休息1 仿真

  34. Cd Rφ VD VD ui(t)与uo(t) ui(t) uo(t) +UDC- + - + - ui ui （b） C C R R Cφ （a） RL t uΩ(t) uo(t) Δuc UDC t + - + - + - + - uΩ uo UDC uo 检波器的实际输出电压为：uo(t)+Δuc= uΩ(t)+UDC+Δuc 当电路元件选择正确时，高频纹波电压Δuc很小，可以忽略，输出电压为： uo(t)=uΩ(t)+UDC 包含了直流及低频调制分量。 峰值包络检波器的应用型输出电路 休息1 休息1 仿真 图(a)：电容Cd的隔直作用，直流分量UDC被隔离，输出信号为解调恢复后的原调制信号uΩ，一般常作为接收机的检波电路。 图(b)：电容Cφ的旁路作用，交流分量uΩ(t)被电容Cφ旁路，输出信号为直流分量UDC，一般可作为自动增益控制信号（AGC信号）的检测电路。

  35. VD 为电流导通角。 其中 + uD- C R i D 输出信号为 ,则加在二极管两端的电压 有 uo uD θ + - ui Uim 而当 很大时，(如 >50) 当 时 有： 代入上式可得： 直流分量 ： 可见 有两部分： 其中： 低频调制分量： + - uo 2.电路主要性能指标 (1) 电压传输系数Kd（检波效率） 定义： 若设输入信号 如果以右图所示的折线表示二极管的伏安特征曲线（注意在大信号输入情况下是允许的），则有： 另外，还可以证明导通角的表达式： 休息1 休息2 休息3

  36. ui(t) KdUim t 全部转换为输出端负载电阻R上消耗的功率 忽略二极管导通电阻rd上的损耗功率，由能量守恒的原则，检波器输入端口的高频功率 ， 即有 但 理想值 一般当 所以 （2）检波的等效输入电阻 VD 中放末级 + - + - uo ui Rs R is Ls Cs Rid C 讨论：① 当VD和R确定后，θ即为恒定值，与输入信号大小无关，亦即检波效率恒定，与输入信号的值无关。表明输入已调波的包络与输出信号之间为线性关系，故称为线性检波 一般计算方法为： 当输入信号为： 则输出信号为： 又因Kd=cosθ ≈ 1 ②当 休息1 休息2 峰值检波器常作为超外差接收机中放末级的负载，故其输入阻抗对前级的有载Q值及回路阻抗有直接影响，这也是峰值检波器的主要缺点。 休息3 检波器的输入电阻Rid是为研究检波器对其输入谐振回路影响的大小而定义的，因而，Rid是对载波频率信号呈现的参量。若设输入信号为等幅载波信号

  37. 一般为了提高检波效率和滤波效果，（C越大，高频波纹越小），总希望选取较大的R，C值，但如果R，C 取值过大，使R，C的放电时间常数 所对应的放电速度小于输入信号(AM)包络下降速度时， ui(t)与uc(t) uc(t) t ui(t) 3.检波器的失真 惰性失真 在二极管峰值型检波器中，存在着两种特有失真： 底部切割失真 (1)惰性失真 会造成输出波形不随输入信号包络而变化，从而产生失真，这种失真是由于电容放电惰性引起的，故称为惰性失真。 (2) 产生惰性失真的原因： 输入AM信号包络的变化率>RC放电的速率 (3)避免产生惰性失真的条件： 在任何时刻，电容C上电压的变化率应大于或等于包络信号的变化率，即 休息1 休息2 休息3 仿真

  38. 可解得： 有 则有： 实际上不同的 ， 和 下降速度不同。 所以要求在 时刻不产生惰性失真的条件为： 为在任何时刻都避免产生惰性失真，必须保证A值取最大时仍有 故令: 即： (4)分析： 若设输入信号AM信号： 包络信号为： 在t1时刻包络的变化率: 另外，在二极管截止瞬间，电容两端所保持的电压近似等于输入信号的峰值。即 可见，ma，Ω越大，信号包络变化越快，要求RC的值就应该越小。 那么电容C通过R放电的电压关系为： 实际应用中，由于调制信号总占有一定的频带(Ωmin～Ωmax)，并且各频率分量所对应的调制系数ma也不相同，设计检波器时，应该用最大调制度mmax和最高调制频率Ωmax来检验有无惰性失真，其检验公式为 休息1 休息2 休息3 仿真

  39. Cd VD 后级放大器 或 + - ui RL C R Ui m UR Uim(1-ma) UR + - UR 显然，RL越小，UR分压值越大，底部切割失真越容易产生；另外，ma值越大，调幅波包络的振幅maUim越大，调幅波包络的负峰值Uim(1-ma)越小，底部切割失真也越易产生。 (2)底部切割失真 1) 原因：一般为了取出低频调制信号，检波器与后级低频放大器的连接如图所示，为能有效地传输检波后的低频调制信号，要求： 要防止这种失真，必须要求调幅波包络的负峰值Uim(1-ma)大于直流电压UR。即 +UDC- + uΩ(t) - 通常Cd取值较大(一般为5～10μF)，在Cd两端的直流电压UDC，大小近似等于载波电压振幅UDC=KdUim UDC经R和RL分压后在R上产生的直流电压为： 避免底部切割失真的条件为： 式中，RΩ=RL//R为检波器输出端的交流负载电阻，而R为直流负载电阻。 由于UR对检波二极管VD来说相当于一个反向偏置电压，会影响二极管的工作状态。 休息1 休息2 休息3 仿真 在输入调幅波包络的负半周峰值处可能会低于UR , 当 UR>Uim(1-ma) 二极管截止，检波输出信号不跟随输入调幅波包络的变化而产生失真。

  40. 要大：这应该从选择性及通频带的要求来考虑。要大：这应该从选择性及通频带的要求来考虑。 (1)回路有载 一般： 中放末级 VD Cd Rs (4)为了避免惰性失真：要求： R is RL Ls Cs C 即 为高频载波周期 Rid + - uΩ 要求： Ωmin Ωmax (5)为了避免底部切割失真： 或 4. 检波器设计及元件参数的选择 (2)为发保证输出的高频纹波小 要求： (3)为了减少输出信号的频率失真（输出信号为一个低频限带信号）

  41. 休息1 休息2 乘法器 低通滤 波器 uDSB 设输入已调波： 本地载波 uΩ(t) 而恢复的本地载波为： DSB信号 u'c本地载波 令 则经低通滤波器后的输出信号为： 三﹑同步检波(Synchronous Detection) 乘积型 同步检波器可分为： 叠加型 注意：两种检波器都需要接收端恢复载波 1.乘积型 则相乘器输出为：

  42. 则有： 乘法器 低通滤 波器 uDSB uΩ(t) u'c本地载波 则 引入一个振幅的衰减因子 ，如果 随时间变化，也会引起振幅失真。 仿真 讨论： (1)当恢复的本地载波与发射端的调制载波同步（同频，同相） 无失真将调制信号恢复出来 (2)若本地载波与调制载波有频差，即： 即引起振幅失真。 (3) 若本地载波与调制载波有相位差，即：

  43. 休息1 休息2 +15V C fo L Ry Rx +15V VT1 5 6 11kΩ 10 11 10kΩ VT2 2 121kΩ CD 4 Rφ 2kΩ + A BG314 （MC1595） Rwx 8 100kΩ - Rwy 12 14 121kΩ Cφ VT3 9 1 2kΩ 1MΩ R1 15kΩ Rc 3 13 Rc 7 10kΩ 5.1kΩ RwZ 510Ω Iox R3 510Ω R13 -15V EC=15V 25kΩ -15V -15V Ioy Rw -EE 4 CD 9 谐振限幅 放大器 乘法器 低通滤波器 乘积型同步检波器的实用电路 乘法器 谐振限幅放大器 低通滤波器 u 'Ω ux uAM uΩ uy uAM u'c uΩ u 'Ω uAM

  44. 休息1 休息2 相加 器 包络滤 波器 uDSB uΩ u'c本地载波 注意点： (1)同步解调的关键是乘积项，即以前介绍的具有乘积项 的线性频谱搬移电路，只要后接低通滤波器都可实现乘 积型同步检波。 (2)同步检波无失真的关键是同步。 2.叠加型同步检波器 uAM

  45. (2) 叠加型同步检波器工作原理 VD T1 uΩ ud + - 式中，m=USSB /Uo。当，m<<1，即Uo>> USSB时，利用到公式 uSSB 相加器 包络滤波器 C uΩ ud R +uc - uc本地载波 T2 +uc - 本地载波信号为 式中 + - + - uSSB uSSB 如果设包络检波器的电压传输系数为Kd，那么ud经包络检波器后，输出电压为 设输入单频调制的单边带信号(上边带)为： 休息2 休息1 继续 由于包络检波器对相位不敏感，只讨论包络的变化： 返回

  46. 5.5 混频器原理及电路 一 混频概述 二 混频电路 三 混频器的干扰 返回

  47. 返回 休息1 休息2 混频器 uc的频谱 uI的频谱 fc f fc+F fc+F fI fI+F fI+F f uL的频谱 fc fL f uc (t) uc (t) uc (t) uI (t) uI (t) uI (t) t t t t t t uL (t) uL (t) uL (t) t t t 5.5 混频器原理及电路 5.5.1 混频器原理 1. 混频器的变频作用 混频器是频谱的线性搬移电路，是一个三端口（六端）网络 uI (fI) uc (fc) uL (fL) 有两个输入信号： 高频调制波 本地振荡信号 一个中频输出信号： 两个输入信号与输出信号之间的关系： 的包络形状相同，频谱结构相同，只是填充频谱不同，即，其中心频率： 其中

  48. 休息1 休息2 可见输出中频信号 的包络形状没有变化，只是填充频率 由 变化成 uL 2Ωmax uc 非线形 元件 带通滤 波器 ωI= ωL- ωc 如果带通滤波器的中心频率为 ,带宽 uc 乘法器 带通滤 波器 ωc uL ωL uI ωL- ωc ωL+ ωc 2. 混频器的基本工作原理： 混频器是频谱的线性搬移电路，完成频谱线性搬移功能的关键是获得两个输入信号的乘积项，具有这个乘积项，就可以实现所需的频谱线性搬移功能。 混频器的一般结构框图 设输入已调波信号： 本振信号: 那么两信号的乘积项为： uI uc uL 返回 仿真 则经带通滤波器的输出为：

  49. 休息1 休息2 uDSB uΩ 乘法器 带通滤波器 uo 2Ωmax 2 Ωmax ωo uDSB 乘法器 低通滤波器 uΩ uo Ωmax uDSB = uc uI 乘法器 带通滤波器 uL ωI=ωL-ωc ωc ωI=ωL-ωC ωL 3. 振幅调制、检波与混频器的相互关系 (1) 调幅(DSB为例) 仿真1 （2）检波 仿真2 （3）混频 仿真3 返回

  50. (4)选择性 在混频器中，由于各种原因总会混入很多与中频频率接近的干扰信号,为了抑制不需要的干扰，要求中频输出回路具有良好的选择性，矩形系数趋近于1。 因为混频器常作为超外差接收系统的前级，对接收机整机的噪声系数影响大。 所以希望混频级的 越小越好。 5.5.2 混频器主要性能指标 (1)变频增益： 变频电压增益: 变频功率增益: (2)噪声系数: (3) 失真与干扰 频率失真 变频器的失真主要有 : 非线性失真

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