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第三节 逆变器 的 PWM 控制

第三节 逆变器 的 PWM 控制. 为何采用 PWM 控制？. 为何采用 PWM 控制？. 传统变频器采用可控整流桥变压，逆变器用来变频，变压和变频在两个独立的变换器中去实现，相互的配合在动态过程中就会显得不协调，给系统的运行带来一系列影响。. 为何采用 PWM 控制？. 主电路有两个可控的功率环节，需两套控制系统，相对来说比较复杂； 由于中间直流环节有滤波电容或电抗器等大惯性元件存在，使系统的动态响应缓慢； 可控整流器使供电电源的功率因数随变频装置输出的频率的降低而变差，并产生高次谐波电流。

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第三节 逆变器 的 PWM 控制

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Presentation Transcript

  1. 第三节逆变器的PWM控制

  2. 为何采用PWM控制？

  3. 为何采用PWM控制？ • 传统变频器采用可控整流桥变压，逆变器用来变频，变压和变频在两个独立的变换器中去实现，相互的配合在动态过程中就会显得不协调，给系统的运行带来一系列影响。

  4. 为何采用PWM控制？ • 主电路有两个可控的功率环节，需两套控制系统，相对来说比较复杂； • 由于中间直流环节有滤波电容或电抗器等大惯性元件存在，使系统的动态响应缓慢； • 可控整流器使供电电源的功率因数随变频装置输出的频率的降低而变差，并产生高次谐波电流。 • 逆变器输出为六拍阶梯波交变电压，含有较多高次谐波，产生较大的脉动转矩，影响电机的稳定工作。

  5. 为何采用PWM控制？ • 将通讯系统中的调制技术引入交流变频领域，采用脉宽调制（PWM）技术，可在逆变器上同时实现变压和变频，对非正弦供电电机来说，PWM可消除或消弱有害高次谐波。

  6. 为何采用PWM控制？ • 主电路只有一个可控的功率环节，简化了结构； • 使用了不可控整流器，可提高电网的功率因数； • 逆变器在调频的同时实现调压，而与中间直流环节的元件参数无关，加快了系统的动态响应； • 可获得比常规六拍阶梯波更好的输出电压波形，能抑制或消除低次谐波，使负载电机可在近似正弦波的交变电压下运行，转矩脉动小，提高了系统的性能。

  7. PWM基本原理 • 把一个正弦半波分作N等分，然后把每一等分的正弦曲线和横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等分的中点重合。

  8. PWM基本原理 • 由N个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦的半周等效。 • 上页图中一系列脉冲波形就是所期望的逆变器输出PWM波形。 • 由于各脉冲的幅值相等，所以逆变器可由恒定的直流电源供电，符合逆变器的电能直交变换模式。

  9. SPWM原理 • 以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrier wave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulation wave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。

  10. SPWM原理 • SPWM的原理为在控制电路中调制，在主电路中输出。在控制电路中，一个频率为fr幅值为Ur的参考正弦波Wsin（调制信号）加载于频率为fc幅值为Uc的三角波WΔ（载波）后，得到一个脉冲宽度变化的SPWM波Wspwm（已调制波），用已调制波的高低逻辑电平经分配与放大后去驱动逆变器的主开关元件，即可使逆变器输出与已调制波Wspwm相似的SPWM电压波形，SPWM输入输出原理框图如下页所示：

  11. 在控制电路中，一个频率为fr幅值为Ur的参考正弦波Wsin（调制信号）加载于频率为ft幅值为Ut的三角波WΔ（载波）后，得到一个脉冲宽度变化的SPWM波Wspwm（已调制波），用已调制波的高低逻辑电平经分配与放大后去驱动逆变器的主开关元件，即可使逆变器输出与已调制波Wspwm相似的SPWM电压波形；在控制电路中，一个频率为fr幅值为Ur的参考正弦波Wsin（调制信号）加载于频率为ft幅值为Ut的三角波WΔ（载波）后，得到一个脉冲宽度变化的SPWM波Wspwm（已调制波），用已调制波的高低逻辑电平经分配与放大后去驱动逆变器的主开关元件，即可使逆变器输出与已调制波Wspwm相似的SPWM电压波形；

  12. 调制度M：为正弦调制波参考信号幅值Urm与三角载波幅值Ucm之比，用公式表示为：调制度M：为正弦调制波参考信号幅值Urm与三角载波幅值Ucm之比，用公式表示为： • 载波比N：为三角载波频率fc与正弦调制波参考信号频率fr之比，用公式表示为：

  13. SPWM分类 • 从调制脉冲的极性上 单极性脉宽调制：如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内 双极性脉宽调制：如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPWM波也是在正负之间变化

  14. SPWM分类 • 从载频信号和参考信号的频率关系 异步调制：载波信号和调制信号不同步的调制方式。 同步调制：N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。 分段同步调制：把 fr 范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同；

  15. SPWM波形的生成 • 自然采样：将三相正弦波与三角波比较，在波形相交点自然地确定脉冲的采样点和开关点。即采样点和开关点重合。 • 优点： • 1、基波幅值与调制度M成正比，利于调压； • 2、高次谐波随着载波比N与调制度M的增大而减小，有利于波形正弦化。 • 缺点： • 1、实时控制时难以计算脉冲宽度； • 2、离线计算，利用查表法输出PWM波，占有内存过大，不符合微机等采样周期的控制要求。

  16. SPWM波形的生成 • 规则采样 在载波三角波的固定点对正弦波进行采样，以确定脉冲的前沿和后沿时刻，而并不管此时是否发生正弦调制波与载波三角波相交。也就是说采样点和开关点不重合，采样点是固定的，开关点是变化的。开关的转换时刻可以利用简单的三角函数在线地计算出来，满足了微机全数字控制的需要。

  17. SPWM波形的生成

  18. SPWM波形的生成 • 对称规则采样中生成的PWM脉宽较实际的正弦波与三角波自然相交的脉宽偏小，使变频电源的输出电压较低；而在不规则采样中，虽能更真实地反映自然采样，但由于在一个载波周期中需要采样两次，极大地增加了数据的处理量。因此，在实际采样中我们采用的是平均对称规则采样。采样时刻设在三角载波的谷底处，以此刻的正弦波数值为中心，确定PWM脉冲的前后沿。

  19. SPWM脉宽调制方法

  20. 三相380V理想电源供电时电机转速与转矩波形

  21. 实验一 • 第十周为实验课 • 使用工具matlab/simulink/simPowerSystems仿真一个三相电压源型逆变器，控制方式采用SPWM，负载可选三相对称负载或异步电机。 • 实验报告上请说明电路参数选择、控制实现方式，仿真结果分析过程等。

  22. 第四节 基于动态模型按转子磁链定向的 矢量控制系统 本节提要 • 坐标变换的基本思路 • 矢量控制系统的基本思路 • 按转子磁链定向的矢量控制方程及其解耦作用 • 转子磁链模型 • 转速、磁链闭环控制的矢量控制系统——直接矢量控制系统

  23. 一、 坐标变换的基本思路 直流电机的物理模型 直流电机的数学模型比较简单，先分析一下直流电机的磁链关系。图5-1中绘出了二极直流电机的物理模型，图中 F为励磁绕组，A 为电枢绕组，C 为补偿绕组。 F 和 C 都在定子上，只有 A 是在转子上。 把 F 的轴线称作直轴或 d轴（direct axis），主磁通的方向就是沿着 d 轴的；A和C的轴线则称为交轴或q轴（quadrature axis）。

  24. q 电枢绕组 励磁绕组 ia A F  d if 补偿绕组 ic C 图5-1 二极直流电机的物理模型

  25. 主极磁场在空间固定不动；由于换向器作用，电枢磁动势的轴线始终被电刷限定在 q 轴位置上，其效果好象一个在 q 轴上静止的绕组一样。 但它实际上是旋转的，会切割 d 轴的磁通而产生旋转电动势，这又和真正静止的绕组不同，通常把这种等效的静止绕组称作“伪静止绕组”（pseudo - stationary coils）。

  26. 虽然电枢本身是旋转的，但其绕组通过换向器电刷接到端接板上，电刷将闭合的电枢绕组分成两条支路。当一条支路中的导线经过正电刷归入另一条支路中时，在负电刷下又有一根导线补回来。

  27. 分析结果 电枢磁动势的作用可以用补偿绕组磁动势抵消，或者由于其作用方向与 d轴垂直而对主磁通影响甚微，所以直流电机的主磁通基本上唯一地由励磁绕组的励磁电流决定，这是直流电机的数学模型及其控制系统比较简单的根本原因。

  28. 交流电机的物理模型 如果能将交流电机的物理模型（见下图）等效地变换成类似直流电机的模式，分析和控制就可以大大简化。坐标变换正是按照这条思路进行的。 在这里，不同电机模型彼此等效的原则是：在不同坐标下所产生的磁动势完全一致。

  29. 众所周知，交流电机三相对称的静止绕组 A 、B 、C ，通以三相平衡的正弦电流时，所产生的合成磁动势是旋转磁动势F，它在空间呈正弦分布，以同步转速 s（即电流的角频率）顺着 A-B-C 的相序旋转。这样的物理模型绘于下图5-2a中。

  30. B F iB ωs B A A iA iC C C （1）交流电机绕组的等效物理模型 图5-2a 三相交流绕组

  31. 旋转磁动势的产生 然而，旋转磁动势并不一定非要三相不可，除单相以外，二相、三相、四相、……等任意对称的多相绕组，通以平衡的多相电流，都能产生旋转磁动势，当然以两相最为简单。

  32. F ωs  i   i 图5-2b 两相交流绕组 （2）等效的两相交流电机绕组

  33. 图5-2b中绘出了两相静止绕组  和  ，它们在空间互差90°，通以时间上互差90°的两相平衡交流电流，也产生旋转磁动势 F 。 当图a和b的两个旋转磁动势大小和转速都相等时，即认为图5-2b的两相绕组与图5-2a的三相绕组等效。

  34. F s q d d iq id q （3）旋转的直流绕组与等效直流电机模型 图5-2c 旋转的直流绕组

  35. 再看图5-2c中的两个匝数相等且互相垂直的绕组 d 和 q，其中分别通以直流电流 id和iq，产生合成磁动势 F ，其位置相对于绕组来说是固定的。 如果让包含两个绕组在内的整个铁心以同步转速旋转，则磁动势 F 自然也随之旋转起来，成为旋转磁动势。

  36. 把这个旋转磁动势的大小和转速也控制成与图 a 和图 b 中的磁动势一样，那么这套旋转的直流绕组也就和前面两套固定的交流绕组都等效了。当观察者也站到铁心上和绕组一起旋转时，在他看来，d和 q 是两个通以直流而相互垂直的静止绕组。 如果控制磁通的位置在 d轴上，就和直流电机物理模型没有本质上的区别了。这时，绕组d相当于励磁绕组，q 相当于伪静止的电枢绕组。

  37. 等效的概念 由此可见，以产生同样的旋转磁动势为准则，图5-2a的三相交流绕组、图b的两相交流绕组和图c中整体旋转的直流绕组彼此等效。或者说，在三相坐标系下的 iA、iB、iC，在两相坐标系下的 i、i和在旋转两相坐标系下的直流 id、iq是等效的，它们能产生相同的旋转磁动势。

  38. 有意思的是：就图5-2c 的 d、q 两个绕组而言，当观察者站在地面看上去，它们是与三相交流绕组等效的旋转直流绕组；如果跳到旋转着的铁心上看，它们就的的确确是一个直流电机模型了。这样，通过坐标系的变换，可以找到与交流三相绕组等效的直流电机模型。

  39. 现在的问题是，如何求出iA、iB、iC与 i、i 和 id、iq 之间准确的等效关系，这就是坐标变换的任务。

  40. 2. 三相--两相变换（3/2变换） 现在先考虑上述的第一种坐标变换 ——在三相静止绕组A、B、C和两相静止绕组、 之间的变换，或称三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换，简称 3/2 变换。

  41. 图5-3中绘出了 A、B、C和 、 两个坐标系，为方便起见，取 A 轴和  轴重合。设三相绕组每相有效匝数为N3，两相绕组每相有效匝数为N2，各相磁动势为有效匝数与电流的乘积，其空间矢量均位于有关相的坐标轴上。由于交流磁动势的大小随时间在变化着，图中磁动势矢量的长度是随意的。

  42. B N2iβ N3iB  60o N2i 60o N3iA A N3iC C 图5-3 三相和两相坐标系与绕组磁动势的空间矢量

  43. 设磁动势波形是正弦分布的，当三相总磁动势与二相总磁动势相等时，两套绕组瞬时磁动势在 、 轴上的投影都应相等，

  44. 写成矩阵形式，得 （5-1）

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