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数字化电气测量系统设计. 数字化电气测量系统基本构成. 数据采集系统（ S/H &A/D ）. 集中式 多路分时采集 多路同步采集 分布式 利用计算机网络将分散的数据采集站点联接成一个大的数据采集系统. 集中式数据采集系统（ S/H &A/D ）. 按照是否多路共用采样保持器 S/H ，多路模拟输入通道可分为： 集中式数据采集 多路分时采样 不强调多路输入数据的相关性 分布式数据采集 多路同时采样 强调多路输入数据的相关性，如同时采样电压和电流计算功率、阻抗等。. 分布式数据采集系统. 每个采集站都可成为数据采集系统
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数据采集系统（S/H &A/D） • 集中式 • 多路分时采集 • 多路同步采集 • 分布式 • 利用计算机网络将分散的数据采集站点联接成一个大的数据采集系统
集中式数据采集系统（S/H &A/D） 按照是否多路共用采样保持器S/H，多路模拟输入通道可分为： • 集中式数据采集 • 多路分时采样 • 不强调多路输入数据的相关性 • 分布式数据采集 • 多路同时采样 • 强调多路输入数据的相关性，如同时采样电压和电流计算功率、阻抗等。
分布式数据采集系统 • 每个采集站都可成为数据采集系统 • 不要求实时数据，一般用于设备的数据维护和管理
常用片上外围接口 可用的微处理器种类非常多，但片上外围接口基本一致。 • A/D输入接口 • 外部中断输入接口 • 外部事件计数输入接口 • 显示接口（LED、LCD） • 通信接口（I2C、SPI、SCI、CAN、USB） • 脉冲捕捉接口（Capture） • 正交编码脉冲接口（QEP） • PWM输出 • 编程及调试平台：IAR，Keil • 调试工具：Jtag仿真器
A/D转换器基础 A/D转换器的基本概念 将模拟量转换成与之相应的数字量的器件。 A/D转换过程主要包括采样、量化和编码三个过程组。 1. 采样：把输入的连续时间变化的模拟量离散化，即变成时间域上断续的模拟量。 2. 量化：把采样取得的在时域上断续但是在幅值上连续的模拟量进行量化。 3. 编码：把已经量化的数字量用一定的代码表示输出。
A/D转换器的主要技术指标 1．分辨力: Q=VFS／2n 位数n越多，则量化增量越小，量化误差越小，分辨力也就越高。常用的有8位、10位、12位、16位、24位等。 例如，某 A／D转换器输入模拟电压的变化范围为-10V～+10V，转换器为 8位，若第一位用来表示正、负符号，其余 7位表示信号幅值，则最末一位数字(一个LSB)可代表80mV模拟电压，即转换器可以分辨的最小模拟电压为80mV。而同样情况用一个 10位转换器能分辨的最小模拟电压为20mV（分辨力 Q=10V／29≈20mV）。 2．转换精度（最大量化误差） 由于采用了四舍五入的方法，最大量化误差为分辨力数值的一半。全量程的相对误差则为（Q／2VFS×100％）。可见，A／D转换器数字转换的精度由最大量化误差决定。实际上，许多转换器末位数字并不可靠，实际精度还要低一些。
A/D转换器的主要技术指标 3．转换速度 转换速度是指完成一次转换所用的时间。转换速度与转换原理有关，如逐位逼近式A／D转换器的转换速度要比双积分式A／D转换器高许多。除此以外，转换速度还与转换器的位数有关，一般位数少的转换器转换速度高。目前常用A／D转换器转换位数有8、10、12、14、16位，其转换速度依转换原理和转换位数不同而不同，一般在几微秒至几百毫秒之间。 由干转换器必须在采样间隔Ts内完成一次转换工作，因此转换器能处理的最高信号频率就受到转换速度的限制。如50us内完成10位A／D转换的高速转换器，这样，其采样频率可高达20KHZ。
A/D 转换原理 1．逐次比较（SAR）型ADC 2．并行比较型A/D转换器 • 双积分型（Dual Ramp ）ADC • Σ-Δ型ADC 工作原理
逐次比较（SAR）型ADC 一般最快转换时间一般于1us。SAR型ADC电路规模属于中等, 功耗低，在低分辩率（<12位）时价格便宜，但高精度（>12位）时价格很高。 • 3bits逐次逼近式转换器的构成原理。 首先，控制电路使SAR寄存器的输出为100，经过D/A转换成相应的电压Vr,送到电压比较器于模拟输入电压Vin进行比较，若Vin>Vr,则通过控制电路将最高位的1保留，反之，则将最高位置0；接着将次高位置1，再经D/A转换为相应的电压Vr，重复上一步，根据比较结果决定次高位是1还是0；最后所有位都比较结束后，转换完成。这样SAR寄存器中保存的二进制数就是A/D转换后的输出数码。
逐次比较（SAR）型ADC • 特点： • 一般最快转换时间>1us • 电路规模中等, 功耗低 • 低分辩率（<12位）时价格便宜，但高精度（>12位）时价格很高。 • 3bits逐次逼近式转换器的构成和工作原理 1.控制电路使SAR寄存器的输出为100，经过D/A转换成相应的电压Vr,送到电压比较器于模拟输入电压Vin进行比较，若Vin>Vr,则通过控制电路将最高位的1保留，反之，则将最高位置0； 2.接着将次高位置1，再经D/A转换为相应的电压Vr，重复上一步，根据比较结果决定次高位是1还是0；最后所有位都比较结束后，转换完成。这样SAR寄存器中保存的二进制数就是A/D转换后的输出数码。
并行比较（Flash）型A/D转换器 特点： 1.并行比较型A/D转换器转换精度主要取决于量化电平的划分，分得越精细，精度越高。 2.最大优点是具有较快的转换速度，但是，所用的比较器和其他硬件较多，输出数字量位数越多，转换电路将越复杂。 3.适用于10MSPS以上的高速采集、低精度要求的场合。 • 由电阻分压器、电压比较器及编码电路组成，输出的各位数码是一次形成的，是速度最快的一种A/D转换器。图中由23=8个相等的电阻串联成电阻分压器，产生不同数值的参考电压，形成1/8UREF-7/8UREF共23-1=7种量化电平,7个量化电平分别加在7个电压比较器的反相输入端，模拟输入电压Vin加在比较器的同相输入端。当Vin大于或等于量化电平时，比较器输出为1，否则输出为0，电压比较器用来完成对采样电压的量化。 比较器的输出送到优先编码器进行编码，得到3位二进制代码D2D1D0。
双积分(Dual Ramp)型 ADC 当选择T1为干扰信号周期的整数倍时，对周期内平均值为零的周期性干扰有很好的滤波效果，如正弦工频干扰。
Σ-Δ型 ADC • Σ-Δ A/D转换器的核心是Σ-Δ 调制器(Σ代表积分运算，Δ代表差分运算)。上图 为一阶Σ-Δ调制器，以过采样频率KfS(fS为Nyquist频率，K大于10)将模拟输入VIN转变成一串脉冲输出。调制器输出端脉冲中“1”与“0”之比代表模拟输入的平均值。这样的脉冲串被送入一个数字滤波器。Σ-Δ ADC的数字滤波器一般用SINC (Sin(x)/x)函数的脉冲响应实现低通滤波器。该滤波器输出接至抽样电路，以降低输出码率。
过采样—噪声成形—低通滤波 • 传统ADC以Nyquist频率fs采样一单频正弦信号。FFT分析结果包含一个单频fs和分布于DC到fs／2间的随机噪声-量化噪声；量化噪声是由于有限的ADC分辨率而造成的。单频信号的RMS幅度和所有频率量化噪声的RMS幅度之和的比值就是信号噪声比(SNR)。 • 将采样频率提高K倍，SNR值未变,但FFT分析显示量化噪声基线降低了，噪声能量分散到一个更宽的频率范围。Σ-Δ转换器利用这一特点，对调制器输出脉冲进行数字滤波。大部分噪声被数字滤波器滤掉，这样，低频段量化噪声的RMS就降低了。 • 积分器用来对误差电压求和，对于输入信号表现为一个低通滤波器，而对于量化噪声则表现为高通滤波。这样，大部分量化噪声就被推向更高的频段。和前面的简单过采样相比，总的噪声功率没有改变，但噪声的分布发生了变化．
数字滤波和抽取 • Σ-Δ调制器以采样速率输出1bit数据流，频率可高达MHz量级。数字滤波和抽取的目的是从该数据流中提取出有用的信息，并将数据速率降低到可用的水平。Σ-ΔADC 中的数字滤波器对1bit数据流求平均，移去带外量化噪声并改善ADC的分辨率。数字滤波器决定了信号带宽、建立时间和阻带抑制。 • Σ-Δ转换器中广泛采用的滤波器拓扑是SINC3，一种具有低通特性的滤波器。SINC滤波器除了滤除量化噪声这一显著功能外，也有助于提供输出码率整数倍频上的滤波器陷波。 • 传统的 A/D 变换技术在实现极高精度（大于 16 位）的 A/D 变换器时在性能、代价等方面受到了极限性的挑战，而且由于难以与数字电路系统实现单片集成，因而不适应 VLSI 技术的发展。近年来Σ-Δ模数转换器正以其分辨率高、线性度好、成本低等特点得到越来越广泛的应用，特别是在既有模拟又有数字的混合信号处理场合更是如此。
MCU、DSP的GPIO口 通常一个并行GPIO口的宽度等于8或16位。 • MCS-51的P0-P3口为8位并口 • TIC2000DSP的GPIOA口为16-bit • 组成GPIO口的每根口线（I/O Line）可以通过软件编程初始化为输入或输出口。 • 当口线编程为输入口时，该输入口的输入阻抗很高，而编程为输出口线时，输出阻抗很低（OC门输出高阻抗时除外）。
GPIO口的驱动能力 • 不论是输入口线还是输出口线，其长期工作的输入、输出电流一般在1mA左右，所以不能用GPIO口线直接驱动负载，如LED（10mA左右）、继电器线圈（几十到几百mA）。
利用晶体管扩展I/O口电流 设计要点: 合理确定Ui、R与V的电流放大系数值之间的数值关系，充分满足： Ib IL / 可确保V导通时工作于饱和区，以降低V的导通电阻及减小功耗。 对于MCU、DSP的I/O口输出电平Ui基本等于自身的电源电压，输出电流可最大选1mA。基极限流电阻R>（Ui-0.7）/1mA 当所需的负载电流IL较大时，由于单个晶体管的值有限，输入控制信号电流Ib必须很大，以确保V导通时工作于饱和区。为减小对控制信号电流强度的要求，可采用复合晶体管(达林顿器件)构成功率驱动电路。 晶体管功率驱动电路 23
用达林顿阵列扩展GPIO口输出电流 • 目前有许多集成的达林顿阵列可以方便扩展I/O口输出电流。如ULN200x系列。左图是原理图，右图是集成达林顿阵列的逻辑图。输入TTL电平，输出电流最大500mA。
达林顿阵列举例-ULN2003 P1.0输出高电平，1C脚输出低（约1.5V），这样就有约3.5V的电压加在370ohm的电阻上，可提供9-10mA的电流，驱动LED发光。 还可以用于驱动小型继电器，LCD背光等。
Open Connector Gate(OC门) OC门输出本身只能输出低电平和高阻抗。在输出高阻抗时的等效电路如图所示，这是由于其内部没有上拉到正电源的MOS管或上拉电阻所致。该当需要输出高电平时，必须在外部加上拉到正电源的上拉电阻，否则OC门对外呈现高阻抗。 OC门有两种用途： 1. 当负载在输入高电平需吸收较大电流时，OC门利用外部上拉电阻向负载输出较大的电流。 2. 与不同电源电压的数字电路连接时，将外部电阻上拉到所需的电平，实现不同高电平数字电路的互连。
+5V和+3.3V数字I/O接口的互联 由于5V和3.3V电源供电的数字电路经常共存，它们公用相同的数字地，所以低电平时两种电源供电的低电平信号是一样的，但5V电源电路用（5V-Vces）表示高电平，而3.3V电源电路用（3.3V-Vces）表示高电平，这就需要分下列两种情形来分析。 (1)+3.3V电平送+5V数字系统 3.3V数字电路输出的高电平已经高于+5V数字电路的高电平阈值，所以这种情况可以直接相连。 (2)+5V电平送+3.3V数字系统 +5V数字电路输出的高电平已经超过+3.3V供电的数字电路的电源电压，可能损坏+3.3V系统的输入电路。此时，需在两种数字系统中增加电平转换芯片如74LVC245。 74LS245是一个带DIR方向控制和G使能端的8路总线驱动器，其真值表和管脚封装图如下所示。
+5VTTL输入+3.3VTTL输出 74LS245是3.3V供电的8路总线驱动器，允许+5V的TTL电平输入，输出为+3.3VTTL电平。
5.7 智能电表 • 5.7.1智能电表的基本功能 • 智能电表是数字测量技术和计算机通信技术在电能计量中的结晶，智能电网将要使用大量的智能电表。与传统的感应式电度表不同的是，智能电网中的智能电表应具备下述基本功能： • 灵活的电价：根据电网负荷的高低浮动 • 分时电能计量： • 双向电能计量：适应分布式绿色能源接入 • 远程抄表：无线，智能卡
5.2 数字化电能计量基础 电流和电压分别由电流互感器CT和电压互感器PT测量，二次侧的输出送差分放大器去除共模信号后放大以满足A/D量程。在CT的输出串联两个一样阻值的电阻，并在中心点接地。A/D转换器的输出中的直流分量通过高通滤波器滤除。数字乘法器将瞬时电压和瞬时电流相乘后得到瞬时功率S(t)。下面用时域中模拟电压和电流的乘积来定性解释离散数字域中瞬时功率S(k)的构成。
下面用时域中模拟电压和电流的乘积来定性解释离散数字域中瞬时功率S(k)的构成。设瞬时电压 和瞬时电流 分别为： 则瞬时功率 瞬时电能S(t)中包含的直流成分UIcos就是有功功率P，交流成分UIcos(2t+)就是瞬时无功Q(t)，并且Q(t)为两倍基波的交流量，经低通滤波器LPF滤除Q(t)后，得到有功功率P。
三相多功能数字电能计量芯片ADE7878 实际的电能计量中需要考虑各种因数，如负载电压和电流中除50Hz基波外还包含高次谐波，测量系统中各环节存在相位误差，三相供电线路故障等。ADI公司综合了其在模拟信号处理、高精度Σ-模数转化器、数字信号处理等方面的技术，推出了高性能三相数字电能计量芯片ADE78xx系列，大大简化了三相智能电表的设计开发。ADE78xx内部的数字信号处理模块包含许多内部数据寄存器，用来存放测量和运算的结果，这些数据可以通过片上的数据通信接口（SPI、I2C和HSDC）传给外部的MCU用来计量一段时间的用电量。
ADE7878 的特点 • ADE7878除了常规的总有功功率测量，还可以测量总无功功率，也能计量基波有功和无功，并能在三相四线制系统处于TAMPER方式下采用电池供电保持电能计量。 • TAMPER方式是指三相四线制种的中线断线，相电压无法检测，但线电流仍然处于正常范围内的一种工作方式。此时，由于没有输入电压数据，计算电能时，ADE7868/7878用系统额定电压计算电能。 • ADE78XX完成的是瞬时功率（有功和无功）的测量，而电能计量指的是长期的用电量的计量，而智能电表还需具备分时计量的功能，这样还需要一片MCU来统计不同时段的电量数据。
抗混迭滤波器 • 电流输入通道中的一阶RC无源滤波环节是A/D转换的抗混迭滤波器，由于ADE78xx对输入电流信号的采样频率为1024kHz，而实际需要测量的电流的频率范围主要考虑基波和2kHz以内的高次谐波，所以抗混迭滤波器的转折频率设在20kHZ时可以保证20kHz及以上频率的输入信号能至少衰减20dB，同时RC滤波器的转折频率应小于Nyquist频率512kHz。 • 根据图中的参数（R=1k, C=18nF），一阶RC滤波的转折频率应为： • 这个转折频率是符合高于20kHz并低于512kHz的要求的。
智能电表的总体方案 • 由于ADE78xx提供三种数据通信接口-SPI、I2C和HSDC，可以与单片机LPC2368方便地构成一个完整的智能电表。下图是一个智能电表的参考设计方案。
数字化测量常用算法 • 有效值的计算与数字积分 • 谐波分析和DFT变换 • 噪声抑制与数字滤波
有效值的计算与数字积分 离散化 电压、电流信号有效值 离散化 半周积分算法 电流的有效值
谐波分析和DFT变换 谐波的基本特性和检测方法 畸变的周期性电压和电流分解成傅里叶级数可描述为 • 谐波问题的描述及其性质 • 所谓谐波 • 间谐波和次谐波 • 谐波和暂态现象 • 短时间谐波 • 陷波 谐波的含量 谐波电流的含有率 总谐波畸变率
基于快速傅立叶变换的谐波分析 时域分析法频域分析法 • 离散傅里叶变换（DFT） 可由周期函数 通过傅里叶积分变化的形式求得
谐波分析和DFT变换 将连续时间信号 一个周期N等分 h次谐波的有效值 • 快速傅里叶变换（FFT） 对于N点序列x(n)，DFT定义为
谐波分析和DFT变换 FFT的基本思想是：将大点数的DFT分解为若干个小点数DFT的组合，从而减少运算量 因子具有两个特性 周期性 对称性 将序列x(n)按奇偶项分解为两组
谐波分析和DFT变换 由式 化简得 N点DFT可全部由下式确定 计算量变化 用的碟形符号来表示 N方次复数乘法 次复数乘法
谐波分析和DFT变换 8点FFT运算流程图
谐波分析和DFT变换 FFT算法的两个特点 • 原位运算 • 也称为同址运算，当数据输入到存储器中以后，每一级运算的结果仍然存储在原来的存储器中，直到最后输出，中间无需其它存储器。根据运算流图分析原位运算是如何进行的。原位运算的结构可以节省存储单元，降低设备成本。 • 变址 • 分析运算流图中的输入输出序列的顺序，输出按顺序，输入是“码位倒置”的顺序 码位倒置顺序表 码位倒置示意图
噪声抑制与数字滤波 • 数字滤波器是一个计算机程序或算法，将代表输入信号的数字时间序列转化为代表输出信号的数字时间序列，并在转换过程中，使信号按照预定的形式变化。 • 与模拟滤波器相比较有如下优点 • 灵活性强，数字滤波器只是按数学公式编制的一段程序，实现起来比模拟滤波器要容易得多，只要改变程度即可改变滤波器特性。 • 数字滤波器不像模拟滤波器那样存在元件特性的差异，一旦设计完成，每台装置的特性可以做到完全一致，并且无需逐台调试。 • 精度高，若采用16位数字系统，精度可达； • 可靠性较高，不受温度变化和元件老化等因素的影响； • 不存在阻抗匹配问题； • 处理功能强，可处理低函数赫兹的信号，而模拟滤波器考虑到体积和重量很难处理低频信号
噪声抑制与数字滤波 • 数字滤波器的频率特性 • 递归型与非递归型数字滤波器的比较 递归型数字滤波器框图 非递归型数字滤波器框图
