Electrónica de Comunicaciones
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Electrónica de Comunicaciones. CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción 2- Osciladores 3- Mezcladores. 4- Lazos enganchados en fase (PLL). 5- Amplificadores de pequeña señal para RF. 6- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos. 7- Amplificadores de potencia para RF.

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- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - E N D - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -
Presentation Transcript

Electrónica de Comunicaciones

CONTENIDO RESUMIDO:

1- Introducción

2- Osciladores

3- Mezcladores.

4- Lazos enganchados en fase (PLL).

5- Amplificadores de pequeña señal para RF.

6- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos.

7- Amplificadores de potencia para RF.

8- Demoduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK).

9- Demoduladores de ángulo (FM, FSK y PM).

10- Moduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK).

11- Moduladores de ángulo (PM, FM, FSK y PSK).

12- Tipos y estructuras de receptores de RF.

13- Tipos y estructuras de transmisores de RF.

14- Transceptores para radiocomunicaciones

ATE-UO EC mod FM 00


Portadora sin modular

Modulador

Portadora modulada

Amplificador de RF

Información (moduladora)

11- Moduladores de ángulo (PM, FM, FSK y PSK)

Idea general: Modulación a nivel de señal

El amplificador de RF no tiene que ser lineal, por lo que es de alto rendimiento

Moduladores de fase:

  • Modulador con varicap (o varactor)

  • Modulador de Armstrong

  • Modulador con PLL

ATE-UO EC mod FM 01


·q·NA·ND

Ctrans

Ctrans = A·

2·(NA+ND)·(VO-V)

Es una función del tipo Ctrans =K·(VO-V)-1/2

V

0

Modulador de fase con varicap (I)

Concepto de varicap de unión hiperabrupta

En la transparencia ATE-UO PN 89 de la asignatura Dispositivos Electrónicos aparece:

  • Esto se obtuvo suponiendo que había cambio brusco de zona P a zona N (transparenciaATE-UO PN 14), lo que se llama unión abrupta

  • Si la unión es “linealmente gradual”, entoncesCtrans =K·(VO-V)-s, siendos = 1/3.

  • Se pueden conseguir uniones “hiperabruptas”, de forma ques = 1ós = 2

ATE-UO EC mod FM 02


+

vs

C

ie

R

-

L

ZLCR(j) ≈ - arctg[2R( - r)/(Lr2)] ≈ - 2R( - r)/(Lr2),(para valores de  cercanos a r)

Modulador de fase con varicap (II)

Cálculo del desfase en un circuito resonante paralelo

Por otra parte, del análisis de un circuito RLC en paralelo se deduce lo siguiente (véanse las transparencias ATE-UO EC amp señ 51 y 52):

vs/ie = - ZLCR(j) ≈ - R/[1 + j2R( - r)/(Lr2)],siendo r = 1/(LC)1/2.

Por tanto:

ATE-UO EC mod FM 03


vRL/vp≈ - 2RL( - r)/(Lr2)

VCC

siendo:

r = 1/(LCV)1/2

CV≈ K/(VpCv + vm)2

(unión hiperabrupta)

L

Polarización del transistor

CB2

CB3

+

-

+

-

iC

+

CB1

vRL

RL

gm

+

-

vp

p

CV

Q1

+

Por tanto:

r≈ VpCv /(LK)1/2 + vm/(LK)1/2

= R0 + K’ vm

vm, m

LCH

VpCv

Modulador de fase con varicap (III)

Circuito modulador

ATE-UO EC mod FM 04


vRL/vp≈ - 2RL( - r)/(Lr2)

vRL/vp≈ + 2RLK’vm /[L(R0 + K’vm)2]. ComoR0 >> K’vm, entonces:

vRL/vp≈ + 2RLK’vm /(LR02) =  + 2RLvm /(LR0VpCv) =  + 2vm/(QVpCv)

Modulador de fase con varicap (IV)

r≈R0 + K’vm

Partimos de:

Calculamos el desfase a = p:

Por diseño:R0= p

Por tanto:

vRL≈ gmRLVppsen[pt +  + 2vm/(QVpCv)]

O también:

vRL≈ -gmRLVppsen[pt + 2vm/(QVpCv)]

(señal modulada en fase)

ATE-UO EC mod FM 05


vp = Vppcos(pt)

Retardo 2

vs

+

vm

Modulador de Armstrong

vp’ = Vppsen(pt)

vpDSB = KvmVppcos(pt)

vs = Vppsen(pt) + VppKvmcos(pt).

Si Kvm << /2, entonces: cos(Kvm) ≈ 1y sen(Kvm) ≈ Kvm

Por tanto:

vs≈ Vppsen(pt)·cos(Kvm) + Vppsen(Kvm)·cos(pt)

vs ≈ Vppsen(pt + Kvm), que es una señal modulada en fase

ATE-UO EC mod FM 06


vm(s)

+

osc(s)

(s)

v(s)

vc(s)

2KV/s

K

F(s)

-

p(s)

Conv. /V

Filtro pasa-bajos

VCO

2KVKF(s)/s

2KVF(s)/s

osc(s) = p(s) + vm(s)

1 + 2KVKF(s)/s

1 + 2KVKF(s)/s

≈ 1/K

≈ 1

Modulador de fase con PLL (I)

PLL bien diseñado:

Por tanto:osc(s) ≈p(s) + vm(s)/K

vosc ≈ Voscpsen(pt + vm/K), que es una señal modulada en fase

ATE-UO EC mod FM 07


vm(s)

+

osc(s)

(s)

v(s)

vc(s)

2KV/s

K

F(s)

-

Xtal(s)

Conv. /V

Filtro pasa-bajos

VCO

N

Modulador de fase con PLL (II)

Para obtener frecuencia muy estable (para VHF, UHF, etc.)

Por tanto:osc(s) ≈NXtal(s) + Nvm(s)/K

vosc ≈ Voscpsen(NXtalt + vmN/K), (señal modulada en fase)

ATE-UO EC mod FM 08


Moduladores indirectos

vp = Vppcos(pt)

vpFM

Modulador de fase

vm

K’/s

vm’

t

vpFM = VpFMpsen(pt + Kvm’) = VpFMpsen(pt + KK’ ∫ vmdt)

-

(señal modulada en frecuencia)

Moduladores de frecuencia

Tipos:

  • Moduladores indirectos

  • Moduladores directos:

ATE-UO EC mod FM 09


+ Vcc

D

G

CB1

CB2

S

RG

+

L3

vpFM

LCH

-

+

L1

vm

Cv

VpCv

1

osc =

(L1+L3)CV

Modulador de frecuencia con VCO (I)

VCO Hartley

siendo:CV≈ K/(VpCv + vm)2

(unión hiperabrupta)

ATE-UO EC mod FM 10


Resto del oscilador

L3

+

vpFM

LCH

-

+

L1

vm

Cv

VpCv

VpCv + vm

1

osc≈ = osc0 + K’vm

siendo:K’ =

 (L1+L3)K

 (L1+L3)K

t

vpFM = VpFMpsen(osc0t + K’∫ vmdt)

Por tanto:

-

(señal modulada en frecuencia)

Modulador de frecuencia con VCO (II)

ATE-UO EC mod FM 11


vm(s)

+

osc(s)

(s)

v(s)

2KV/s

K

F(s)

-

vc(s)

p(s)

Conv. /V

Filtro pasa-bajos

VCO

2KVKF(s)/s

2KV/s

osc(s) = p(s) + vm(s)

1 + 2KVKF(s)/s

1 + 2KVKF(s)/s

≈ 1 a  << m min

≈ 0 a m min

≈ 0 a  << m min

≈ 2KV/s a m min

t

vosc≈ Voscpsen(osc0t + 2KV∫ vmdt)

Por tanto:

-

(señal modulada en frecuencia)

Modulador de frecuencia con PLL y VCO (I)

Condición de diseño del filtro: su frecuencia de corte debe ser mucho menor que la mínima frecuencia de vm

ATE-UO EC mod FM 12


vm(s)

+

osc(s)

(s)

v(s)

2KV/s

K

F(s)

-

vc(s)

Xtal(s)

Conv. /V

Filtro pasa-bajos

VCO

N

t

vosc≈ Voscpsen(NXtalt + 2KV∫ vmdt)

-

(señal modulada en frecuencia)

Modulador de frecuencia con PLL y VCO (II)

Para obtener frecuencia muy estable (para VHF, UHF, etc.)

ATE-UO EC mod FM 13


+

vp

+

1:1:1

vs

R

+

-

vm

1:1:1

+

Modulador de PSK binaria (BPSK) (I)

Modulador de anillo (véase la transparenciaATE-UO EC mez 18)

Por cada diodo:

iD= f(vD) ≈ kA·vD + kB·vD2

f(vp + vm) ≈ kAvp+ kAvm + 2kBvpvm + kBvp2 + kBvm2

-f(-vp + vm) ≈kAvp- kAvm + 2kBvpvm - kBvp2 - kBvm2

-f(vp - vm) ≈ -kAvp+ kAvm + 2kBvpvm - kBvp2 - kBvm2

f(-vp - vm) ≈ -kAvp- kAvm + 2kBvpvm + kBvp2 + kBvm2

vs = R·Σf(v) ≈ 8RkBvpvm

Por tanto: vs ≈ Kvpvm

ATE-UO EC mod FM 14


vm

vp

+

vs

vp

+

1:1:1

vs

R

+

-

vm

1:1:1

Modulador de PSK binaria (BPSK) (II)

Partimos de: vs ≈ Kvpvm.Como: vm = ± 1, entonces:

vs ≈ ± Kvp = ± Vspsenpt = Vspsen[pt – 0,5vm – 1)]

(señal modulada BPSK)

ATE-UO EC mod FM 15


vp - vs= -vp + vsvp = vs

vm

vp

+

vp

vs

+

+

vp

+

vp

vs

+

+

+

1:1:1

vs

R

+

vs

-

vm

+

1:1:1

Modulador de PSK binaria (BPSK) (III)

Si vm>vp, entonces no hace falta que los niveles de señal sean los críticos para una respuesta cuadrática. Con vm > 0y admitiendo comportamiento ideal en los diodos se obtiene:

vm - vp + vs = 0

vm + vp - vs = 0

ATE-UO EC mod FM 16


-vp - vs= vp + vsvp = -vs

vm

vp

+

vp

+

vs

+

vp

+

vp

vs

+

+

+

1:1:1

vs

R

+

vs

-

vm

+

1:1:1

Modulador de PSK binaria (BPSK) (IV)

Con vm < 0y admitiendo comportamiento ideal en los diodos se obtiene:

vm - vp - vs = 0

vm + vp + vs = 0

ATE-UO EC mod FM 17


1

0

1

vBPSK I

Demultiplexador

con retención

I

vp

+

/2

vpQPSK

vm

1

1

0

1

1

0

Q

vBPSK Q

Reloj

1

1

0

Modulador de PSK cuaternaria (QPSK)

Idéntica a la modulación 4 QAM

ATE-UO EC mod FM 18


Resto del oscilador

L3

+

vpFSK

LCH

-

+

L1

vm

Cv

VpCv

vpFSK

N

Xtal

Xtal/N1, Xtal/N2

N1, N2

vm

Moduladores de FSK (I)

Con VCO (igual que en FM)

Con divisores de frecuencia

ATE-UO EC mod FM 19


vpFSK

V = k()

Xtal

N

N1Xtal, N2Xtal

N1, N2

vm

V = k()

N1Xtal

N1

vpFSK

Xtal

N1Xtal, N2Xtal

V = k()

N2Xtal

N2

vm

Moduladores de FSK (II)

Con PLLs

ATE-UO EC mod FM 20


ad