Active Clamp and Reset Technique 有源钳位电路 完整开关周期工作过程分析 摘自 TI 资料 庄主 2006.02.18 — 2.20

1. Active Clamp and Reset Technique有源钳位电路 完整开关周期工作过程分析摘自TI资料 庄主2006.02.18—2.20

2. 传统的复位电路及RCD复位电路

3. 有源钳位电路及include the MOSFET parasitic output capacitance (Coss) and the internal body diode的电路

4. 三种复位方式的性能比较

5. 有源钳位的优点及与其它电路的相比较的不同点:有源钳位的优点及与其它电路的相比较的不同点: SIGNIFICANT BENEFITS: &&"recycles" transformer magnetizing energy instead of dissipating it in a resistor &&facilitates Zero Voltage Transition of the main switch for higher efficiency &&uses lower voltage MOSFET and diodes compared to the RCD &&reduced EMI/RFI via soft switching &&eliminates lossy snubber network on primary &&operates at fixed frequency &&allows much higher frequency operation &&similar power transfer to conventional square wave switching &&duty cycles beyond 50% max are obtainable &&actively resets main transformer to third quadrant of BH curve DIFFERENCES AND SIMILARITIES: This new approach requires a few more parts than the other forward choices to achieve the benefits listed previously. Differences include: &&an additional high voltage MOSFET clamp/reset switch &&an isolated, variable duty cycle gate drive for the clamp/reset switch &&a modified PWM control technique to properly program the associated delays between gate drives to achieve the zero voltage transitions &&a new gate drive technique to extract the proper clamp/reset drive pulse

6. INITIAL CONDITIONS: time t<t0:工作的初始状态:正常的Vout和静态负载条件．主管关断，ＤＳ间为０电压；辅管 关断，ＤＳ间电压为Ｖcr＋Ｖin．此前，能量被贮存在励磁电感和漏感中，此时被作为反向原边电流释放，流动路径为通过变压器由下到上，进入输入电容的正极(Ｃin)，被充电到Ｖin．这条路径持续流出通过Ｃreset电容的low side，通过其体二极管（ＤＡ）到主管．有足够的被贮存的能量持续这种情形甚至超过Ｔ０，当主管打开时．在变压器的付边情形并不是很清楚，因为不清楚变压器漏感及Ｗinding的耦合情况．为简化起见，假定几乎所有的副边（输出）电流通过Ｄ２流动，仅仅少量通过Ｄ１流动．另外一个假设是原边有足够的能量来克服原副边耦合的影响，实现主管的零电压ＺＶＳ，可参考t7-t8分析．总之，两个开关均处于关断状态，输入到输出没有能量传递．主管处于ＺＶＳ状态，由于贮存在电感中的能量正钳位开关，在原边一个反向电流流过，通过辅管的体二极管．

7. POWER TRANSFER: tO<t<tl ：这一部分与传统的方波功率变换基本一样．从Ｔ0开始，主管开通，开始功率传递从原边到副边通过变压器．主管处于ＺＶＳ状态，反向的原边电流开始ＤＡ（体二极管）流过，钳位主管漏极电位．当主管开通，电流从体二极管向MOS的Channel转移,主管可双向流通.主管电流在副边映射电流(Iout/N)的基础上以Vin/L的斜率上升.变压器的漏感(Llkg)在此分析中被考虑. 于此同时,变压器副边电流也会上升,沿D1流动.此前流过D2的电流下降,与D1电流上升相对应,两者之和为整个的负载电流.此阶段短暂的暂态过程也可以被详细的描述.原边电流是三个分解电流(映射的输出电流;映射回来的电感充电电流;原边的磁化电流).能量流动很快建立在此阶段.主管保持一定时间的开通以调整输出电压.通过PWM信号来控制.当时间到达t1时,主管关断.一般来说,这一阶段和传统的开关拓扑过程是一样的.

8. Linear Transition:t1<t<t2在t1时刻,主管关断.主管上电流立即从QA转移其输出寄生电容(CA)上,体二极管DA反偏.由于映射过来的整个输出电流(由于较大的Lo在增加)在原边流动,CA充电非常迅速.MOS上电压呈线性上升,QC上电压于此同时线性下降.此过程一直持续到t2当CA被完全充电到Vin.同样,CC上电压同时从初值Vcr下降到(Vcr-Vin).此阶段在变压器初级电压降到0时在t2结束.这一阶段可被看作两个并联的电容(CA & CC)被一个恒定的电流源(=Iout/N)激励,直到V(CA)到达Vin结束.从细节来说,这样的线性近似是不确切的.但是,此阶段非常短暂,这样简化是可以接受的.Here is why.首先,原边电流不是一个常数,它是呈上升趋势的.尽管变压器原边电压是快速从Vin下降到0,其start s out positive并贮存能量在漏感和励磁电感在此过程中.累加这部分在恒定的映射输出电流(由于大的输出电感),其总和使原边电流一直增加.注意两个MOS输出电容(CA & CC)的充放电是由于电流从输入端和钳位电容流动.它不是被变压器以前所贮存的电感能量导致.象此后另一个阶段发生的开关回到零电压.其次,假定负载电流仅仅通过D1持续流动在这个阶段.因为变压器电压在t2已突降到0,这个情况可以通过设计,磁的耦合,变压器上漏感的放置来改变.设计方程推导: 见下页

9. 设计方程推导: 在dt(2-1), I=C*△V/ △t;△V=Vin此等式中有效的电容是两个开关输出电容的并联组合.CA和CC;为补偿高压MOS的有效电容,IR建议对Coss乘一个4/3的系数,也就是变压器原边电容必须考虑成一个并联的电容,整个网络电容应为C=(CA+CC)*4/3+Cpri(T1).T1时刻的原边电流可以近似为输出负载电流(或电感电流)除以变比N. 考虑到输出Ripple电流和变压器磁化电流较小,简化为:Ipri(t1)=Iout/N.此过程时间近似等式为:注意当原边电流幅值没有很大改变时,其流过路线正发生变化.整个原边电流现在被分成主管输出电容的充电和辅管(QC,钳位开关)输出电容的放电.为简化起见,分析中认为电流近似平均分配.尽管确切的比例是每个MOS输出电容值的函数.因此,在t1时刻,QA上电流从满载电流下降到一半值,于此同时QC上电流从0上升到满载(full load)的一半值.这个近似假设MOS的输出电容值是相等的.实际中,它们是不一样的,因为钳位开关MOS一般比较小封装. 因此,可能会略微超过一半流进主管,略微小于一半流进ZVT开关. Linear Transition:t1<t<t2

10. Passive Reset & Resonant Transition:t2<t<t3在t2时刻,变压器原边电压已经降到0,这也反映到其副边.导致整个负载电流从D1向D2转移按照基本上由次级漏感决定的斜率,但是在时间t2所有电流流动在D2.变压器电压持续其翻转从0到钳位电压 Vcr.这个变换是一个谐振过程,因为先前映射的负载电流现在沿D2流动.D1的反偏也允许T1电压从t2到t3持续反向,直到复位电压出现.在这一个阶段QC上的电流是负的因为其输出电容在放电.注意在t3时刻QC上的电流为0,但是一般来说会略微为负以确保有足够的能量贮存在系统中to reach the clamp voltage.类似的情形在主管出现.其输出电容被充电到钳位电压Vcr.在钳位开关(at t3)打开之前一些在原边流动的电流使得钳位电容电压增加.

11. Passive Reset / Imag>0:t3<t<t4在t3时刻,原边电压上有钳位电压出现以利于磁化电感复位.同时在t3,QC开通,使得复位电流从其体二级管转移到channel,提供一个低阻抗路径.然而,复位开关开通的主要目的是提供一个路径,使稍后的电流从钳位电容反向流到变压器原边,以实现ZVS.但是从t3到t4,贮存在变压器磁化电感上的能量导致电流正从变压器流回到钳位电容.在这整个阶段来看,原边电流下降直到0.也许更详细的描述t4时刻的波形不是必析.这个阶段来说明这是整个转换周期的一个转折点,这时变压器已经复位,下一个开关循环将在t4开始.

12. Active Reset / Imag<0:t4<t<t5从t4时刻开始,变压器被QC复位到钳位/复位(clamp/reset)电压,Vcr.磁化电流在这个阶段从0开始,被钳位电路驱动到负值,贮存能量在励磁电感中.这将被用来在以后的阶段实现ZVS.原边电流开始上升,按照Vcr/Lm的斜率.然而,注意这个线性近似在大多数瞬间是不合理的(is not valid for more that the first instant of time).这个斜率决不是线性的,除非有一个大的励磁电感和一个大的钳位电容被使用.当能量从钳位电容向励磁电感传递时,电容电压将下降.注意这两个器件已形成一个L/C谐振.进一步分析之.以下是特征阻抗Zr及频率wr计算方程:Zr=(Lmag/Creset)1/2; wr=1/(Lmag*Creset)1/2 (wr in radians),转换成频率:fres=wr/(2*3.14159), or wr/6.28整个的谐振周期为:Tres(period)=1/fres;有源复位持续时间是特定的占空比和频率的作用结果.它不被PWM控制,而是输出电压调整的结果.关于这个问题本文另有提及. 真正令人感兴趣的是钳位电压随着工作条件及其变化而变化.例如,任意地让主管开通更时间将导致更高的磁化电流(或能量).在主管关断和复位管开通时间内,励磁电感放电到钳位电容,导致它的电压上升.现在,当复位开关开通后,它处在一个更高的电压比起以前而导致更高的复位电流.这种自适应调整在每一个周期发生而不需要其它复杂的控制电路.

13. Resoant transition / t5<t<t6复位开关在t5关断导致原边电流从QC的导电沟道向CC转移.QC之Vds开始上升,迫使the “source” node流向更低的电位方向.(the lower supply rail),从其初始的幅值Vcr.变压器原边电流同时开始下降,但是注意磁化电流依然在上升从其在t5时刻的值.尽管穿过励磁电感的电压在减少,但是仍有电压加在上面直到t6,从而导致电流增加,但斜率下降.同时注意主管的漏级电流发生变化.在以前的阶段没有电流流过QA,但是从t5开始出现.QA的D极电位被钳位电压(Vcr)控制当QC开通时(t5前).一旦QC关断,原边电流同时对CC充电,主管输出电容CA放电.整个原边电流在两个电路中被分开,按照其输出电容的大小比例.在副边,自从上一阶段就没有什么变化.输出电感放出其贮存的能量,作为一个恒定电流. 通过D2到负载.D2反偏关断.这个阶段到t6结束,当穿过变压器的电压为0.原边电流到达其最低的负值(Ir).

14. Resoant transition / t6<t<t7本阶段的转换与前面有所不同.首先,原边电流斜率与前面相反,虽然仍是负值,但是方向朝着0值.变压器电压也开始反向,随着转变节点从VIN变到0在t7时刻.这将使整个输入电压穿过它.没有电压经过主管直到整个CYCLE结束.这个从有源复位开始的谐振过程由贮存在磁化电感里的能量来驱动.需要贮存足够的电感能量来保证两个MOS,QA和QC的对立的电容能量需要.为满足所有的工作条件,在t7时刻原边电流可能总是很小的,但不是0,以便实现ZVT.多余的电流将在时间t7通过QA的体二级管,在钳位开关位置再对钳位电容电压(Vcr)充电. 其好处是磁化电流的P-P值保持恒定在整个LINE和LOAD条件下.不需要overdesign被需要.依靠次级电感和对原边绕组的耦合,负载电流能够从D2向D1转移在这个阶段.毕竟,变压器原边电压已到达同样的幅值.注意电流是反向的.很明显在原副边没有能量传递.然而副边电位同QA开通时是一样的.在负载边两种情况是占主要的.一是负载电流全部由D2转移到D1,并耦合回原边与谐振电流相反,占主要地位.它的影响是re-position the main switch with the full input voltage across it.ZVT难以实现.另外一种情况是D2传输全部负载电流,D1完全关断.这种导致不好的耦合在原副边绕组间,这是有可能的.还有另外一种不大发生的可能,就是D1和D2各自流过一半的负载电流.在本阶段或下一阶段这种情况某点发生时,显然这种情况不会象其它拓扑那样持续很长时间. 由于变压器的耦合,寄生元件及外部串连电感的使用,出现了这么多种情况.当t7时刻到达后,由于有源复位和谐振电路元件使得主管处于零电压状态.有源钳位/复位开关之Vds电压到达其最大值,包括输出电压和钳位电压.电流很小以维持开关钳位在这个位置.

15. Circulation Interval: t7<t<t8这个短暂的阶段处在主管完全处于ZVS状态,直到t8时刻开通.一般来说,这个区间用来适应所有的谐振电路的tolerance,输出电压以及磁化电流的变化.这一阶段很少活动发生.此前描述的副边电流的问题也存在于这个区间.大多数情况,电路simply coasts(滑行)直到主管重新开通.

16. Clock Vgs QA Vin+Vcr Vds QA Vin Ipr Im 0 -Ir Ipr Ichannel

18. Pracitcal Design Considerations** ZVT Limitations:由谐振电路需要产生的限制.主要的限制在漏感和励磁电感中要贮存足够的能量来克服MOSFET输出电容反向能量需要.用公式表示为: Lmag*Imag2/2+Llkg*Ipri2/2>Cr*(Vin+Vcr) 2/2.Cr是整个的谐振电容.