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§16-8 互补对称功率放大器

§16-8 互补对称功率放大器. 一 . 对功率放大器的基本要求. 1. 功放的任务 :. 输出足够大的功率供给负载。. 根据信号频率的不同，. 图 16-87. 扩音机方框图. 功率放大器分. （功放应用实例）. 低频（音频）功放. 本节是讲低频功率放大器。根据用途不同，它的负载也不同，如扬声器 ，电动机 ，继电器 等 ，功率放大器往往是整个放大系统的最后一级，故常称末级或输出级。. 高频（射频）功放. 负载获得的交流信号功率 ( P 0 ). 电源提供的直流功率 ( P E ). 集电极功率损耗. P C = P E - P O.

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§16-8 互补对称功率放大器

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  1. §16-8 互补对称功率放大器 一. 对功率放大器的基本要求 1. 功放的任务: 输出足够大的功率供给负载。 根据信号频率的不同， 图16-87 扩音机方框图 功率放大器分 （功放应用实例） 低频（音频）功放 本节是讲低频功率放大器。根据用途不同，它的负载也不同，如扬声器 ，电动机 ，继电器 等 ，功率放大器往往是整个放大系统的最后一级，故常称末级或输出级。 高频（射频）功放

  2. 负载获得的交流信号功率(P0) 电源提供的直流功率(PE) 集电极功率损耗 PC=PE - PO 2.基本要求 包含三个方面: ①. 在不失真条件下输出尽可能大的功率。 ②. 效率高。功率放大器往往是整个电子设备 功率的主要消耗者，为了减小功耗，功放效率应尽量的高。 定义: 功放效率 = (16-72) 图16-88 功率放大器效率

  3. ③.安全工作 末级放大器交流信号电压(电流)都很大，相应的直流电压(电流)也大，管子容易损坏。为了保证安全 工作，管子动态范围不应超出由极限参数（PCM ，U（BR）CE0 ，ICM）限定的安全工作区。 3.工作状态的选择 放大管的工作状态 分为甲类，甲乙类，乙类等，如图16-89所示。 第(62)页

  4. 甲类: 在交流信号的一个周期内，管子均有电流， 而且处于放大区，电流通角=360 ，小信号电压放大器就属于此类工作状态。 乙类: 交流信号半个周期管子导通，另半个周期管子截止， 电流通角只有一半，即=180 。 甲乙类:介于甲类于乙类之间，180<  <360 。 功放如选甲类工作状态，放大器效率较低，这是因为甲类时， ，电源供给的直流功率不论有无交流输入信号，直流电源均需提供这一功率，甲类工作点取得很高，ICQ 很大，所以 PE 也大。

  5. 而乙类工作状态，ICQ = 0，静态时电源不需要消耗功率，仅当激励信号加入，集电极出现脉冲电流，直流电源才需提供直流功率 （式中,IC 是集电极脉冲电流的直流分量），从而节省了电源功率，提高了效率，可以证明甲类功放的最高效率只能达到50% ，要提高效率，功放应采取乙类工作状态，但是乙类工作需要解决波形失真问题。 小信号电压放大器由于工作点电流很小，功耗很小，不需 要考虑效率问题，故采用甲类工作。

  6. 二. 互补对称功率放大电路 1.工作原理 ①.结构特点:上下对称，但T1，T2管子类型不同: T1，NPN，正电源供电 T2，PNP ，负电源供电 发射极共用负载RL，对于扬声器 RL=4 ，8  ，16  ②.静态分析 静态时ui= 0，B点电位UB= 0；扬声器RL直流电阻很小，可认为短路，故A点电位UA=0，因而 T1 ， T2的UBEQ=0，两管均属乙类工作状态，静态无电流。

  7. ③.动态分析 假定T1，T2具有图16-91所示理想特性，在交流正弦信号激励下，正半周，T1导通，T2截止；负半周，T2导通，T1截止，正负半周的等效电路分别如 图16-92(a)及(b)所示。 第(63)页

  8. 图16-93是电压电流波形图。 结论:互补对称功率放大器实质上是两个 共集电极放大器(射极输出器)的组合， 这两个共集放大器所用放大管的类型不 同，所以在同一信号激励下，可以轮流 交替导通，实现互补，在负载RL上获得 完整的正弦波，解决了乙类工作波形失 真问题。 需要说明：共集放大器虽然没有电压放大作用，但有电流放大，因而存在功率放大，共集放大器很低的输出电阻使它便于和负载RL匹配。

  9. 在不失真条件下，放大器加入最大激励信号时，放大管的工作状态，如图16-94所示，由图可见，最大输出电压幅值：在不失真条件下，放大器加入最大激励信号时，放大管的工作状态，如图16-94所示，由图可见，最大输出电压幅值： 式中，UCES是三极管饱和压降，约0.3伏左右，一般可以忽 略，故 (16-73) 最大输出电流幅值 (16-74) 于是互补对称功率放大器的最大不失真输出功率(理想值)为： (16-75)

  10. 半个正弦波的集电极脉冲电流，其直流分量由频谱分析求得为:半个正弦波的集电极脉冲电流，其直流分量由频谱分析求得为: 两个电源供给的直流功率 (16-76) 放大器效率 (16-77)

  11. 2.单电源供电互补对称功率放大器 图16-90是正负电源供电的放大电路，负载RL与放大器之间直接耦合。为简化电源，可实施单电源供电， 如图16-95所示。单电源供电时，A点直流电位 （称为中点电位）。 为防止短路，RL与放大器之间必须采用电容耦合，CL对音频信号视为短路，其上直流压降就是UA。 信号输入端的直流电位UB应等于UA，使T1，T2仍为乙类工作状态。 单电源供电的互补对称功放一般称为OTL电路，双电源供电的，称为OCL。 第(64)页

  12. （16-78） （16-79） （16-80） 图16-96是在不失真条件下，输入端加上最大激励信号时，OTL电路的电压电流波形。 由图可见，最大输出电压幅值 最大输出电流幅值 最大不失真输出功率（理想值） 图16-96 最大不失真输出状态下 单电源供电互补对称功率放大器的电流电压波形

  13. 集电极半正弦波脉冲电流的直流分量（即直流电源电源电流的平均分量）：集电极半正弦波脉冲电流的直流分量（即直流电源电源电流的平均分量）： 电源供给的直流功率 放大器效率

  14. 带有推动级的OTL电路示于图16-98，推动级T3工作于甲类状态，基极偏压来自中点电位（A点）经偏置电阻R1送至基极。调节R1使T3集电极静态电位近于 ，R1产生交直流负反馈，使电路稳定。在最大不失真输出时，图16-98电路各点交流电压波形如图16-99所示。

  15. 。 在t1时刻，激励信号ui瞬时值最大，T3 瞬时电流ic3也最大，T3充分饱和，CE之间近于短路，因而其集电极（B点）电位降至零，导致T1截止，T2充分饱和，T2管CE之间近于短路，于是A点电位也降至零；输出电容CL上的电压 瞬 间加在负载RL上，使输出电压瞬时值等于 第(65)页

  16. 在t3时刻，激励信号瞬时值达到负的峰值，T3截止，B点瞬时电位升至接近UCC（如果忽略基极电流IB1在R3上的电压降），T1充分饱和导通，T2完全截止，电源电压UCC经T1加在A点上，于是输出电压u0瞬时值等于在t3时刻，激励信号瞬时值达到负的峰值，T3截止，B点瞬时电位升至接近UCC（如果忽略基极电流IB1在R3上的电压降），T1充分饱和导通，T2完全截止，电源电压UCC经T1加在A点上，于是输出电压u0瞬时值等于 。

  17. 3.OTL电路的改进 ①.改善输出波形 以上交流波形的分析是假定三极管具有理想的折线特性(图16-91)，但实际的输入特性存在死区电压UBE，如图16-100所示。 互补对称功放如果工作在乙类状态，当输入电压瞬时值小于死区电压时，晶体管基本上截止，因此在这段区域内输出为零。致使两管的集电极电流均小于半个周期的正弦波，在RL中的合成电流将为正负半周期不能相互衔接的失真波形， 通常将这种失真称为交越失真。

  18. 为了改善波形，可采用甲乙类工作状态，给互补对称放大管加一小的正向偏压，使静态工作点稍高于截止点（避开死区段），如图16-101所示。为了改善波形，可采用甲乙类工作状态，给互补对称放大管加一小的正向偏压，使静态工作点稍高于截止点（避开死区段），如图16-101所示。 图16-102则是具体电路，T3集电极静态电流流经R4所产生的电压降为T1 .T2两管提供稍大于（UBE1+UBE2）的偏置电压。电阻R4亦可由两个二极管或三极管代替。 图102 甲乙类工作的互补 对称功放及推动级

  19. P0ma= ②.增加输出功率 根据式(16-75)及式(16-80)互补对称功率放大器的最大不失真 输出功率 (OCL) (OTL) 由上式可见，要提高Pomax，必须提高电源电压或者降低负载阻抗，若提高UCC势必使电源复杂，整机重量增加，因此在晶体管设备中，常采用降低负载(扬声器) 阻抗的办法。但是负载电流的峰值等于 采用低阻抗负载，势必要求晶体管输出更大电流。 第(66)页

  20. (2) (3) 倍 例16-19 已知:OTL电路UCC=20伏，RL=4， 求: (1) Pomax (2) 输出电流峰值Iom (3) 若基极激励电流幅值Ibm=2.5mA， 求输出互补管应具有的电流放大倍数 解: (1) 瓦 目前大功率三极管≤(200～300)倍，互补输出管T1或T2靠一个管子无法满足上述要求，必须采用图16-103所示复合管。

  21. (16-81) 复合管的电流放大倍数 图中T1是小功率管，T2是大功率管，NPN-NPN的复合是等效NPN管，PNP-NPN的复合是等效PNP管，复合管可以看成一个大电流放大倍数的三极管，其等效集电极电流(以NPN-NPN复合为例):

  22. 采用复合管不仅提高了电流放大倍数，而且解决了大功率管的配对问题。采用复合管不仅提高了电流放大倍数，而且解决了大功率管的配对问题。 图16-104是由复合管构成的0TL电路，T3和T4是同类型（均为NPN大功率）的管子，参数容易一致。 CO , RO是“自举电路”它 可以减少R3对OTL输入 激励信号的分流作用, 增加OTL电路的输出. 第(67)页

  23. 各元件作用如下： R4，D1，D2 ——给复合管提供小的正向偏压，使其工作 于甲乙类状态，克服交越失真。 R8，R9 —— 电流负反馈，改善波形，但使输出功率降 低，故数值不能大，一般零点几个欧姆。 R6，R7 —— 将复合管的第一管子（T1，T2）穿透电流 分流，提高工作点热稳定性。 R1 * —— T5上偏置电阻，交直流负反馈，调节中点 电位，使静态时 CL—— 输出耦合电容，隔直流。该电容容量尽可 能大，以免产生低频失。

  24. §.16-10 场效应管（Field Effect Transistor) 及其放大电路 到目前为至，我们讨论的三极管是属于双极型晶体管（Bipolar Junction transistor)，这种电子器件的缺点是：Ri太低，动态范围小，温度系数大。 场效应管（FET）的优点则是：Ri高，动态范围大，热稳定性好，噪声低，抗辐射能力强，制造工艺简单。但易损坏，跨导gm小。 场效应管分为两大类：结型场效应管（Junction FET）和绝缘栅场效应管（Metal Oxide Semiconductor FET）。

  25. 一. 结型场效应管(JFET) 又分为N沟道JFET和P沟道JFET两种。 1.偏置特点

  26. 图16-103 BJT 与 JFET 偏置的对照 2.JFET工作原理 我们以N沟道JFET为例说明工作原理。 JFET仍是一种以PN结为基础构成的特殊半导体器件。它利用反向偏置电压UGS使空间电荷区厚度改变，引起基区有效宽度W跟着改变，结果导致基区纵向半导体体电阻RDS变化，控制漏极电流ID，实现放大作用。 第(68)页

  27. 3.JFET的特性 ①.转移特性 表示以UDS为参变量的ID~UGS的关系。可以证明： 式中，UGS（off）称为夹断电压，IDSS称为漏极饱和电流。 图16-106 N沟道JFET转移特性

  28. 增强型 N沟 耗尽型 MOSFET 增强型 P沟 耗尽型 图16-106 N沟道JFET输出特性 ②.输出特性 表示ID~UDS的关系，以UGS为参变量。 二. MOSFET MOSFET管 有四种类型:

  29. 图16-107 1.结构及工作原理 以N沟道增强型MOSFET为例，说明其结构原理，如图16-107所示。 当UGS=0，即使加有UDS，漏极不会有电流；加上栅极电压UGS后，栅极绝缘层下面空穴将减少，而电子增多。如果UGS足够大，一旦电子浓度超过空穴浓度，表面区域的P型半导体就转变为N型半导体（称为反型层），反型层的出现相当于在n+之间，架起了一座导电的“桥”（称为导电沟道），于是就出现了电流ID。

  30. 图16-108 N沟道增强型MOSFET的符号 显然，UGS 越大，反型层中电子越多，N沟道越厚，导电能力越强，ID越大。实现了栅极电压UGS对漏极电流ID的控制作用，开始形成反型层所需之UGS值称为开启电压UGS（th）。 图16-108是N沟道增强型MOSFET的符号。 除了增强型以外，还有一种是耗尽型N沟道MOSFET，它的特点是：即使不加UGS，仍存在反型层，这时，UGS对反型层厚度的影响，仍可实现控制ID的目的。图16-109是N沟道耗尽型MOSFET的符号。 第(69)页

  31. 图16-109 N沟道耗尽型MOSFET的符号 P沟道增强型MOS管和 P沟道耗尽型MOS管其结构与原理，与N沟道类似。 2.MOS管特性（以N沟道增强型为例） ①.转移特性 图16-110N沟道增强型MOS管转移特性

  32. ②.输出特性 图16-111 N沟道增强型MOS管输出特性

  33. 三. FET放大电路 1.直流偏置方法 图16-112

  34. 2.FET微变等效电路 FET是电压控制的电流源器件，其微变等效电路，如图16-113所示。 是FET管跨导 其中 图16-113 是FET管交流输出电阻 第(70)页

  35. 3.FET放大器交流分析 图16-114是FET共源放大器交流等效电路。 式中， 由于 故 图16-114共源放大器交流等效电路

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