Universita di torvergata facolta di ingegneria trasmissioni radiomobili iii parte
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Universita’ di TorVergata-Facolta’ di Ingegneria Trasmissioni Radiomobili ( III parte) PowerPoint PPT Presentation


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Universita’ di TorVergata-Facolta’ di Ingegneria Trasmissioni Radiomobili ( III parte). Anno Accademico 2007-2008 Antonio Saitto Romeo Giuliano. Modem per sistemi di comunicazione numerica via radio:Modulazione a spettro espanso. Canale piatto nel tempo. Canale NON piatto.

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Universita’ di TorVergata-Facolta’ di Ingegneria Trasmissioni Radiomobili ( III parte)

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Presentation Transcript


Universita di torvergata facolta di ingegneria trasmissioni radiomobili iii parte

Universita’ di TorVergata-Facolta’ di IngegneriaTrasmissioni Radiomobili (III parte)

Anno Accademico 2007-2008

Antonio Saitto

Romeo Giuliano

Trasmissioni radiomobili


Modem per sistemi di comunicazione numerica via radio modulazione a spettro espanso

Modem per sistemi di comunicazione numericavia radio:Modulazione a spettro espanso

Trasmissioni radiomobili


Classificazione dei canali di trasmissione

Canale piatto

nel tempo

Canale NON piatto

Un segnale e’ caratterizzato dalla banda B e dal periodo di simbolo T

Se B <BC ilcanale appare piatto in frequenza al segnale

Se T<t0il canale appare piatto nel tempo al segnale

Se T<t0 e B <BC il canale appare piatto nel tempo ed in frequenza al segnale

BC

Canale

piatto-piatto

Canale piatto

in frequenza

t0

Classificazione dei canali di trasmissione

Trasmissioni radiomobili


Sistemi di modulazione per trasmissioni radiomobili

Tx Antenna

Decodif.

di canale

Codifica

di canale

Ricevitore

DEMOD

Destinatario

Sorgente

MOD

Emettitore

Rx Antenna

Canale di propagazione

Canale radio/tratta radio

Canaledella modulazione

Canale numerico

Sistemi di modulazione per trasmissioni radiomobili

L’amplificatore e’ usato vicino alla saturazione

Necessita’ di usare modulazioni ad inviluppo costante

Contenimento dei lobi secondari per massimizzare l’efficienza spettrale

Trasmissioni radiomobili


Generalit

Generalità

  • I segnali a spettro espanso hanno un’occupazione di banda molto maggiore di quella strettamente necessaria per il trasporto dell’informazione (ad es. nel caso più semplice la banda di Nyquist).

  • I segnali a spettro espanso sono stati concepiti in ambito militare in modo da contrastare gli effetti dovuti ad interferenze sia intenzionali che provenienti da altri canali di trasmissione.

  • Essi possono contrastare in modo efficace anche l’auto interferenza proveniente da fenomeni di multipropagazione.

  • I sistemi a spettro espanso sono progettati introducendo in modo opportuno delle componenti pseudoaleatorie il cui scopo `e quello di far apparire il segnale trasmesso molto simile ad un rumore bianco.

  • Questo tipo di segnale risulta molto difficile da demodulare da parte di ricevitori non autorizzati.

  • I segnali a spettro espanso sono anche utilizzati in applicazioni diverse dalle telecomunicazioni per ottenere misure accurate di distanza attraverso la misura dei ritardi di propagazione, misure di velocità, misure con sistemi radar e navigazione satellitare (sistema GPS).

Trasmissioni radiomobili


Caratteristiche generali dello spettro espanso usato come tecnica di accesso e multiplazione

Caratteristiche generali dello Spettro espanso usato come tecnica di accesso e multiplazione

Trasmissioni radiomobili


Logica del processo di espansione spreading e despreading

Logica del processo di espansione (spreading) e despreading

  • Ogni segnale viene associato ad una specifica funzione di spreading (codice)

  • Più segnali si sovrappongono nel tempo ed in banda, ma sono distinguibili attraverso una tecnica di despreading (filtro adattato con il codice di spreading)

Trasmissioni radiomobili


Elementi del segnale a spettro espanso

Elementi del segnale a spettro espanso

  • Gli elementi di base di un sistema di comunicazione numerica che utilizza segnali a spettro espanso sono:

  • Nel caso più semplice ciascuno di questi generatori crea una sequenza binaria pseudoaleatoria (pseudonoise, PN) che viene impressa sul segnale trasmesso e successivamente rimossa dal segnale ricevuto. Per demodulare in modo corretto il segnale ricevuto è assolutamente necessario sincronizzare le due sequenze PN del trasmettitore e del ricevitore.

  • Le modalità con cui la sequenza PN viene impressa sul segnale definiscono la categoria del sistema a spettro espanso. Di solito si considerano soltanto due tipi di segnale modulato che contiene l’informazione da trasmettere: segnali modulati PSK (BPSK o QPSK) e segnali FSK. Nel caso di segnali PSK la sequenza pseudoaleatoria generata viene utilizzata per variare in modo pseudoaleatorio la fase del segnale PSK.

  • Questo tipo di sistema è detto sistema a spettro espanso a modulazione diretta (DSSS: direct sequence spread spectrum). Quando si utilizza un segnale FSK la sequenza pseudoaleatoria viene utilizzata per selezionare la frequenza su cui trasmettere almeno per un certo periodo di tempo. Questo tipo di sistema è detto a spettro espanso con salto di frequenza (FH-SS: frequency hopping sprad spectrum).

  • il sistema DS-SS è quello utilizzato nel sguito

Trasmissioni radiomobili


Schema del ds ss

Schema del DS-SS

Si supponga di avere un sistema di codifica a blocchi che prende k bit in ingresso e restituisce n > k bit in uscita. In questo caso gli n bit vengono trasmessi in un periodo di tempo k·Tb.

Se ad ogni bit da codificare si associano Nc bit allora si può selezionare la lunghezza del codice n in modo che n = k·Nc. Con tali scelte il ritmo di codifica è pari a Rc = k/n = 1/Nc. Lo stesso discorso si applica nel caso in cui si utilizzino dei codificatori di tipo convoluzionale.

Anche in questo caso il ritmo di codifica deve essere sempre uguale a Rc = k/n = 1/Nc.

Un metodo per imprimere la sequenza PN sul segnale trasmesso consiste nell’alterare direttamente il bit all’uscita del codificatore (che per ipotesi hanno un periodo pari a Tc = Tb/Nc) attraverso un’operazione di addizione modulo 2 con la sequenza PN.

Trasmissioni radiomobili


Segnale a spettro espanso a sequenza diretta ds ss

pn(t)= ((Tc/Tb) airect(t/Tc)

LTc

i=0

Segnale a spettro espanso a sequenza diretta DS-SS

Consideriamo una modulazione di tipoM-PSK:

s(t)=(2/Tb)cos(2f0t+k)rect(t/Tb)

Consideriamo una sequenza pseudo aleatoria di tipo B-PSK e lunghezzaLTc:

Dove{ai}sono i termini della sequenza pseudo aleatoria e possono valere 1

Il segnale modulato a spettro espanso a sequenza diretta risulta:

sDS-SS(t)= ((2 /Tb)cos(2f0t+k)rect(t/Tb)pn(t)

Trasmissioni radiomobili


Parametri di banda ds ss

Parametri di banda DS-SS

Tb e’il periodo di simbolo del segnale, Il rate relativo risultaR=1/Tb

Tc e’il periododel chip della sequenza pseudo casuale il ratorelativa risulta=1/Tc.

Labanda di canale disponibile B deve essere almeno eguale a1/Tc:

B=1/Tc

Il rapportoB/R= Tb/Tc

viene definito il fattotr di espansione spettrale

Trasmissioni radiomobili


Sequenza ds ss con segnali modulati b psk o q psk 1

Sequenza DS-SScon segnali modulatiB-PSK o Q-PSK (1)

Trasmissioni radiomobili


Sequenza ds ss con segnali modulati b psk o q psk 2

Sequenza DS-SScon segnali modulatiB-PSK o Q-PSK (2)

Trasmissioni radiomobili


Caratteristiche generali delle sequenze ds ss

Caratteristiche generali delle sequenze DS-SS

  • Una sequenza DS-SS deve avere buone caratteristiche di auto correlazione: possibilmente un solo picco in corrispondenza di =0

  • Una sequenza DS-SSdeve appartenere ad una famiglia di sequenze o codici con buone caratteristiche di cross correlazione, tipicamente ∫cn(t)cm(-t)dt=0per ogni valore di t=kTb e per ogni n e m

  • Tipicamente il rapporto tra Tbe Tce’ un numero intero.

2/Tc(1+Tc /Tb)

2/Tc

Trasmissioni radiomobili


Trasmettitore ds ss con segnali modulati b psk o q psk

Modulatore

bilanciato

Modulatore

bilanciato

Generatore

PN

Generatore

PN

0

Codificatore

Adder

90

Trasmettitore DS-SScon segnali modulatiB-PSK o Q-PSK

cos(2flot)

Segnale DS-SS

Q-PSK

Dati

cos(2flot)

-sin(2flot)

Trasmissioni radiomobili


Codifica per segnali modulati ds ss b psk o q psk

Codifica per segnali modulati DS-SSB-PSK o Q-PSK

Assumiamo un rate di codificaRc=k/ndove n sono i bit codificati e k quelli di informazione

Si ha ;

kTb= durata del frame

Nc=Tb/Tcnumero di chip per bit di informazione

Se si utilizza un rapporto di codifican/ktale che

n=kNc

Si ottiene:

Rc=k/n=1/Nc

Il valore per Rc e’ il massimo possibile

Trasmissioni radiomobili


Rappresentazione di segnali codificati ds ss

codificatore

PN generator

s(t)={(2ai-1)g(t-iTc)e j2f0t}= {(2bi -1)(2ci -1) g(t-iTc)e j2f0t}

i=-

i=-

Rappresentazione di segnali codificati DS-SS

bi

dati

ai

ai=bici

ci

ai,,bi ,ci={0,1}

Il modulatore genera la sequenza

Trasmissioni radiomobili


Segnale ds ss con rumare additivo 1a

Segnale DS SS con rumare additivo(1a)

Matched filter

g(Tc-t)

Sample

yi

r(t)

(2bi-1)

Generatore

sequenza PN

Chip rate

clock

Trasmissioni radiomobili


Segnale ds ss con rumare additivo 2

Segnale DS SS con rumare additivo(2)

In presenza di un canale non distorcente con solo rumore additivo si puo’ scrivere:

y(t)=(2bi-1)(2ci-1)g(t-iTc)+(t) iTct(1+i)Tc

All’uscita del filtro matched:

zi=Ec(2bi-1)+i

All’uscita del ricevitore:

yi=Ec+(2bi-1)i

Trasmissioni radiomobili


Altre architetture di ricevitore ds ss b

Tc

( )dt

0

Altre architetture di ricevitore DS-SS (b)

Sample

r(t)

yi

g(t)

pi(t)

Generatore

sequenza PN

Chip rate

clock

Trasmissioni radiomobili


Altre architetture di ricevitore ds ss c

Tc

( )dt

0

Altre architetture di ricevitore DS-SS (c)

Sample

r(t)

yi

g(t)

(2bi-1)

Chip rate

clock

Generatore

sequenza PN

Trasmissioni radiomobili


Prestazioni di un sistema ds ss in presenza di rumore additivo 1

CMi= (2cij-1)yj, i=1,2,…, 2k

CM1= (2cij-1)(Ec+(2bj-1)j=nEc- (2bj-1)j

n

n

n

cij=0

j=1

j=1

j=1

Prestazioni di un sistema DS SS in presenza di rumore additivo (1)

In caso di decodifica soft si ha:

Per il codice composto di tutti 0 si ottiene:

Trasmissioni radiomobili


Prestazioni di un sistema ds ss in presenza di rumore additivo 2

CMi= (2cij-1)(Ec+(2bj-1)j=nEc(1-2wi/n)+ (2cmj-1)(2bj-1)j

Dm=CM1-CMj= 2Ecwm- cmj(2bj-1)j

n

n

n

j=1

j=1

j=1

Considerando il teorema del limite centrale si puo’ approssimare con un rumore gaussiano

Prestazioni di un sistema DS SS in presenza di rumore additivo (2)

Per un codice arbitrario si ottiene:

Il termine wij e’ dettopeso del codice, pari al numero di termini cij0

Trasmissioni radiomobili


Prestazioni di un sistema ds ss in presenza di rumore additivo 3

E{2}= IG(f)I2(f)df

-

Prestazioni di un sistema DS SS in presenza di rumore additivo (3)

La varianza della variabile aleatoria gaussiana risulta:

2m=4wmE{2}

Se l’andamento di(f) e’ piatto nella banda del segnale si ha;

(f)=J0, perIf I0.5B

E quindi

2m=4wmEcJ0

Trasmissioni radiomobili


Prestazioni di un sistema ds ss in presenza di rumore additivo 4

M

PM Q((EbRcwm/J0))

m=2

Prestazioni di un sistema DS SS in presenza di rumore additivo (4)

La probabilita’ che per la singola differenzaDm <0risulta:

P(m)=Q((Ecwm/J0)), m=2,3,4,….2k

Sapendo cheEc=k/nEbconRc=k/nsi ha:

P(m)=Q((EbRcwm/J0)), m=2,3,4,….2k

Dalla teoria dei codici si che la probabilita’ sulle 2k parole di codice ha come limite superiore :

La fornula e’ identica a quella ottenuta sul canaleAWGNin caso N0=J0 con codifica a blocchi, la formula e’ estensibile anche a codifica convoluzionale

Trasmissioni radiomobili


Prestazioni di un sistema ds ss in presenza di rumore additivo 5

Prestazioni di un sistema DS SS in presenza di rumore additivo (5)

Nel caso si abbiaun codice a blocchi con ripetizione si hanno solo 2 parole di codice essendo2k=21=2, non vi e’ quindi nessun guadagno di codiceRcw=1

P2Q((Eb/J0))

Trasmissioni radiomobili


Guadagno di processo

Guadagnodi processo

BC

BC

BC

M

RJp

RJp

RJp

M

PM Q( ( Rcwm))

PM Q( ( Rcwm))  (M-1)Q( ( Rcmin))

m=2

m=2

Guadagno di Processo

Si puo’ scrivere ponendoEb=CTb, doveCTbe’ l’energia associata al bit eJ0=Jp/B, essendo Jpla potenza media interferente:

Eb/J0=BC/RJp=(B/R)(C/Jp)

Introducendo la codifica si ha:

Ponendominal postodi wmsi ha:

Il rapportoS/Nper ottenere una data probabilita’ indBsi esprime come:

(S/N)dB=(B/R)dB+(Rcmin)dB-(Jp/C)dB

Trasmissioni radiomobili


Esempio di prestazioni di segnale ss ds

Esempio di Prestazioni di segnale SS-DS

Trasmissioni radiomobili


Esempio di probabilita d errore per un segnale ss ds in presenza di disurbo additivo

Esempio di probabilita’ d’errore per un segnale SS-DS in presenza di disurbo additivo

Trasmissioni radiomobili


Ss ds con ricevitore di rake 1

Segnale SS-DS

Canale piatto

nel tempo

Canale NON piatto

B

BC

Canale

piatto-piatto

Canale piatto

in frequenza

r(t) = hn(t)u(t-n/B)

n=-

n=-

t0

h(t,)= hn(t)(t-n/B)

Canale con linea di ritardo e prese infinite

SS-DS con ricevitore di Rake(1)

L’inviluppo complesso del segnale ricevuto privo di disturbo risulta, utilizzando il teorema del campionamento:

hn(t)=h(t,)I=n/B

Trasmissioni radiomobili


Ss ds con ricevitore di rake 2

L

L

r(t) = hn(t)u(t-n/B)

r(t) = ck(t)si(t-k/B)+(t)=vi(t)+(t), i=1,2 0tT

n=1

k=1

SS-DS con ricevitore di Rake(2)

Considerando la banda di coerenza del canaleBc=1/msi ha che il segnale puo’ essere troncato aL tale che:

L=B/Bc+1

Assumiamo di avere segnali antipodali (derivati da modulazioniBPSK o QPSK)

I due segnali possono essere espressi comes1(t) e s2(t), si ha (trascuriamo l’interferenza intersimbolica,assumendoT>>m):

ck(t) sono i coefficienti del canale

Trasmissioni radiomobili


Transito del segnale nel filtro adattato

T

Ui=

r(t)c*k(t)s*i(t-k/B)dt i=1,2

0

1/B

1/B

1/B

s*1(t)

c*1(t)

c*2(t)

c*L(t)

 e ∫

U1= { }

r(t)

 e ∫

U2= { }

L

c*1(t)

c*2(t)

c*L(t)

k=1

s*2(t)

1/B

1/B

1/B

Transito del segnale nel filtro adattato

Le uscite dei filtri adattati vengono campionate col periodo di simboloT, si ha:

Trasmissioni radiomobili


Schema del filtro con una linea di uscita

1/B

1/B

1/B

s*1(t)

c*1(t)

c*2(t)

c*L(t)

 e ∫

al circuito di decisione

r(t)

-

 e ∫

s*2(t)

1/B

1/B

1/B

Schema del filtro con una linea di uscita

Trasmissioni radiomobili


Prestazioni del ricevitore di rake con rumore 1

L

T

Ui=

c*k r(t) s*i(t-k/B)dt i=1,2

0

k=1

L

L

T

Ui=

cn c*k s1(t-n/B)s*1(t-k/B)dt

0

k=1

n=1

L

T

+

c*k (t)s1(t-k/B)dt

0

k=1

Prestazioni del ricevitore di Rake con rumore (1)

Considerando l’affievolimento lento rispetto a T, si ha:

Trasmettendo il segnale s1(t), si ha:

Trasmissioni radiomobili


Prestazioni del ricevitore di rake con rumore 2

T

si(t-n/B)s*i(t-k/B)dt 0, se kn

I I

0

L

T

Ui=

IckI2s1(t-k/B)s*k(t-k/B)dt

0

k=1

L

T

+

c*k (t)s*1(t-k/B)dt

0

k=1

Prestazioni del ricevitore di Rake con rumore (2)

In generale le sequenze pseudo casuali si ha un contributo di auto disturbo molto basso:

Si puo’ quindi scrivere:

Trasmissioni radiomobili


Prestazioni del ricevitore di rake con rumore 3

s1(t-k/B)s*k(t-k/B)dt=Eb

+

U1=

IckINk

 EbIckI2

.T0

Nk=e jk (t)s*1(t-k/B)dt

L

L

L

Il rapportob e’ pari alla somma dei rapporti segnale rumore di ogni singolo ramo del ricevitore Rake

b=Eb/(2N0) IckI2

T

k=1

k=1

k=1

0

Prestazioni del ricevitore di Rake con rumore (3)

Per segnali antipodali si ha:

Si suppone di avere una stima dei coefficientickdel canalein generale questo e’ possibile solo se il tempo di coerenzat0>>T;tipicamente almeno 100

P2Q((b(1-))

=-1 per BPSK e 0 perQPSK

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Modulazione ofdm

Modulazione OFDM

  • Il principio di base della multiplazione a divisione di frequenze ortogonali (orthogonal frequency-division multiplexing, OFDM) `e suddividere un flusso di dati ad alto bit rate, Rb, in un numero di flussi a bit rate N volte piu basso, Rb/N, che sono trasmessi contemporaneamente su N sottoportanti.

  • La trasmissione su più sottoportanti risulta estremamente utile su canali radio particolarmente distorcenti. Infatti, in questo caso, se si trasmettesse l’intero flusso Rb, si avrebbe forte interferenza intersimbolica e quindi la necessita di inserire un equalizzatore.

  • Se, invece, si trasmette su N flussi a velocita Rb/N in N sottobande adiacenti, si può dire che il canale risulta non distorcente (se l’occupazione spettrale del singolo flusso è piccola) e quindi non si richiede l’equalizzazione del canale

Trasmissioni radiomobili


Ortogonalit dei segnali ofdm

Ortogonalità dei segnali OFDM

  • L’ortogonalità dei segnali OFDM si basa non solo sul fatto che ad ogni canale sia associata una sottoportante diversa, ma anche sulla forma dello spettro di potenza associato e sulla sincronizzazione dell’invio dei simboli su di ogni sottoportante.

  • Queste caratteristiche permettono di sovrapporre parzialmente le bande dei segnali, che mantengono le caratteristiche di ortogonalità.

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Importanza dell ortogonalit

Importanza dell’Ortogonalità

  • A differenza di una trasmissione FDM, nell’OFDM è possibile posizionare le portanti sovrapposte tra loro in modo che i segnali possono ancora essere ricevuti senza interferenza da canali adiacenti, sfruttando l’ortogonalità matematica delle portanti.

  • Il ricevitore agisce come un banco di filtri demodulatori che traslano ogni portante in banda base.

  • Il segnale risultante è integrato sul periodo di simbolo Ts e permette il recupero dei dati completi.

  • le portanti subiscono la stessa traslazione ma presentano un numero intero di cicli complessivi nel periodo di simbolo, il processo di integrazione risulta nullo.

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Esempio di portanti orogonali

Esempio di portanti orogonali

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Schema di generazione del segnale ofdm

ai

ai+1

Ts

ai+2

ai+3

ai………ai+N-1.

ai+N-1

e j2t i/(NTs)

NTs

Schema di generazione del Segnale OFDM

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Ofdm cenni di teoria

OFDM Cenni di Teoria

  • I segnai OFDM possono essere scritti come

  • Dove è la frequenza centrale del segnale ennesimo e il simbolo ennesimo corrispondente

  • I segnali sono ortogonali nel periodo [0, T ]

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Ofdm e trasformata inversa di fourier

OFDM e Trasformata inversa di Fourier

  • Campionando con periodo il segnale OFDM si ha:

  • Considerando la trasformata inversa di un segnale si ha

  • La prima e la seconda sono analoghe, posto:

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Cenni sulla trasformata di fourier

Cenni sulla Trasformata di Fourier

  • La trasformata di Fourier convenzionale lega segnali continui che risultano illimitati sia nel tempo che nella frequenza.

  • Se il segnale è campionato, si facilita il processamento del segnale stesso, tuttavia si verificano problemi di “aliasing” e problemi di memorizzazione.

  • Per limitare questi inconvenienti, i dispositivi di processamento del segnale ricorrono ad alla versione discreta della trasformata di Fourier (discrete Fourier transform, DFT).

  • La DFT è una variante della trasformata di Fourier in cui il segnale `e campionato sia nel tempo che in frequenza.

  • La trasformata di Fourier veloce (Fast Fourier transform, FFT) è un rapido metodo matematico di implementazione della DFT su computer.

  • Grazie alla FFT e alla tecnologia DSP è stato possibile lo sviluppo e l’implementazione di circuiti integrati della modulazione OFDM a prezzi ragionevoli.

  • La IFFT è la trasformazione inversa della FFT

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Universita di torvergata facolta di ingegneria trasmissioni radiomobili iii parte

Schema Trasmettitore OFDM

OFDM symbol

bits

Serial to

Parallel

Pulse shaper

FEC

LinearPA

IFFT

&

DAC

fc

add cyclic extension

view this as a time to

frequency mapper

La complessità è riportata dal dominio digitale a quello analogico

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Universita di torvergata facolta di ingegneria trasmissioni radiomobili iii parte

Schema di un Ricevitore OFDM

Slot &

Timing

AGC

Sync.

Error

P/S and

Detection

Sampler

FFT

Recovery

fc

gross offset

VCO

Freq. Offset

Estimation

fine offset

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Ofdm vantaggi

OFDM Vantaggi

  • OFDM è spettralmente efficiente e l’ IFFT/FFT si fanno carico di minimizzzare l’interferenza fra simboli.

  • OFDM ha una capacità intrinseca di resistere all’interferenza a banda stretta.

  • OFDM ha una robustezza molto alta in ambiente multi path Il prefisso ciclico preserva l’ortogonalità fra sotto-portanti e permette al ricevitore di utilizzare efficientmente l’energia del multipath.

  • in un canale lentamente variabile, per aumentare la capacità è possibile adattare il ritmo binario per sottoportante secondo la potenza ricevuta su ogni singola portante.

  • L’equalizzazione è molto più semplice rispetto a quella di un sisema a singola portante

  • con l’OFDM `e possibile progettare un sistema cellulare a singola frequenza, che è adatto per le comunicazioni broadcast.

  • Capacità di adattarsi ai regolamenti a livello mondiale (spegnendo le sotto portanti dinamicamente)

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Ofdm svantaggi

OFDM Svantaggi

  • Sensibilità all’interferenza da canae adiacente (ICI)

  • Sensibilità all’offset di frequenza, di fase e di clock

  • Le caratteristiche del segnale OFDM nel tempo sono tali che richiedono amplificatori LINEARI e quindi tendno aridurre l’efficienza dell’ amplificatore di potenza.

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Delay spread e ici

Delay Spread e ICI

  • A parità di delay spread, dividendo il flusso dati su N sottoportanti, il sistema su ogni singola portante si comporta meglio contro il multipath visto che il periodo di simbolo è N volte maggiore.

  • Tuttavia seppur in maniera limitata, il multipath produce comunque interferenza intersimbolica (ISI).

  • Per eliminare l’ISI, si introduce un tempo di guardia, Tg, in ogni simbolo OFDM.

  • Tg è scelto maggiore del maximum exceed delay in modo che le componenti di multipath di un simbolo non interferiscano con il simbolo successivo.

  • È possibile non trasmettere niente durante il tempo di guardia. Tuttavia in questo modo si espone il sistema all’interferenza tra le diverse portanti (InterCarrier Interference, ICI).

  • L’ICI è la ricezione su una portante di dati trasmessi su un’altra portante, provocata dalla perdita di ortogonalità

  • Per eliminare l’ICI, si estende ciclicamente il segnale OFDM nel tempo di guardia Ciò assicura che la replica ritardata ha un numero intero di cicli d’onda nell’intervallo di integrazione fintanto che il ritardo rimane inferiore al tempo di guardia,

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Esempio di segnali ofdm con il tempo di guardia senza segnale

Esempio di segnali OFDM (con il tempo di guardia senza segnale)

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Esempio di segnali ofdm con il tempo di guardia e prefisso ciclico su due portanti sincronizzate

Esempio di segnali OFDM (con il tempo di guardia e prefisso ciclico) su due portanti sincronizzate.

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Universita di torvergata facolta di ingegneria trasmissioni radiomobili iii parte

Proprietary OFDM Flavours

Flash OFDM

from Flarion

www.flarion.com

Vector OFDM

(V-OFDM) of Cisco, Iospan,etc.

www.iospan.com

Wideband-OFDM

(W-OFDM) of Wi-LAN

www.wi-lan.com

-- Freq. Hopping for

CCI reduction, reuse

-- 1.25 to 5.0MHz BW

-- mobility support

-- 2.4 GHz band

-- 30-45Mbps in 40MHz

-- large tone-width

(for mobility, overlay)

-- MIMO Technology

-- non-LoS coverage,

mainly for fixed access

-- upto 20 Mbps in MMDS

Wi-LAN leads the OFDM Forum -- many proposals submitted to

IEEE 802.16 Wireless MAN

Cisco leads the Broadand Wireless Internet Forum (BWIF)

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